universite libanaise

Transcription

UNIVERSITE LIBANAISE
FACULTE DE GENIE
BRANCHE I
RAPPORT DE PROJET DE FIN D'ETUDES
Effectué au Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunication
de L’INSA de Rennes, France
par
Alaeddine AL-FAWAL
en vue de l’obtention du
Diplôme d’Ingénieur en Eléctricité et Eléctronique
Option Télécommunication et Informatique
De l’Université Libanaise Faculté de Génie I
Sujet :
Conception et Réalisation de Réseaux d’Antennes pour les Mesures de
Propagation et de Transmission
Application aux Réseaux de Communication sans Fil
UMTS, WLAN, WLL ET HIPERLAN/2
Dirigé par :
Jean Marie FLOC’H
Ingénieur d'études au LCST
Ronan COSQUER
Doctorant au LCST
Soutenu le 9 juillet 2001 devant le jury :
Youssef DAHER
Professeur et directeur de la Faculté de Génie I
Mustapha ZIADEH
Professeur à la Faculté de Génie I
Bassem BAKHACHE
Professeur à la Faculté de Génie I
REMERCIEMENTS
D’abords, je profite de cette occasion pour adresser mes sincères remerciements à Dr
Ata JABBOUR, doyen de la Faculté de Génie de l’université libanaise, Dr Youssef DAHER,
le directeur de la Faculté de Génie Branche 1, ansi que Dr Khaled MOUCHREF, le chef de
département Eléctricité-Eléctronique-Informatique, pour leur gestion sage et les bonnes
conditions d’études qu’ils nous ont procurés.
Je tiens à remercier le cadre administratif dans le Laboratoire Composants et Systèmes
pour Télécommunication de l’INSA de Rennes, en particulier Monsieur le Professeur Jacques
CITERNES pour m’avoir accueilli dans son laboratoire.
Je tiens également à remercier mes responsables Dr Youssef DAHER, Dr Mustapha
ZIADEH et Dr Bassem BAKHACH pour l’attention qu’ils m’ont prêtée pendant toute la
durée de mon stage.
Ce travail ne serait rien sans l’omniprésence à mes côtés de monsieur le professeur
Ghaïs EL ZEIN, responsable de l’équipe Télécommunication. Il m’a fait bénéficier de ses
conseils et de ses compétences, soulignant ainsi l’intérêt constant qu’il porte à mes travaux. Je
le remercie pour sa pédagogie, sa patience, sa disponibilité et son dévouement.
Je remercie vivement Messieurs Jean Marie FLOC'H et Ronan COSQUER, ingénieur
d'études et doctorant au LCST, de m'avoir encadré durant ce stage et surtout Ronan pour son
soutien, son conseil et sa disponibilité durant toute cette période.
Ma pensée va aussi à l'ensemble du personnel du LCST ainsi qu'à toutes les personnes
que j'ai rencontrées durant ces quatre mois, pour leur sympathie et leur aide.
RESUME
Ce projet s'inscrit dans le cadre des deux projets RNRT-SIMPAA et Accès RadioANVAR. Il consiste à concevoir et à réaliser deux types d'antennes qui servent en deux
applications différentes.
Le premier type sera utilisé dans la transmission binaire. Il est destiné à des
applications grand public. Ce qui fait du faible coût et de l'encombrement des contraintes
principales à respecter. La norme adoptée dans cette application nécessite une large bande
passante. Elle est de 200 MHz pour l'antenne qui résonne à 3.5 GHz et de 600 MHz pour
l'antenne qui résonne à 5.7 GHz. Pour les réaliser, nous avons choisi une structure trois
couches-deux dipôles.
Le deuxième type est destiné aux mesures de propagation. Ce sont deux antennes qui
résonnent respectivement à 2.2 GHz et à 3.5 GHz. Le cahier de charge impose une large
bande passante, une polarisation rectiligne pure et une ouverture de 60°.
Pour l'antenne 2.2 GHz, la structure utilisée est quatre couches-trois dipôles, tandis
que l'antenne 3.5 GHz possède la structure trois couches-deux dipôles.
Ces antennes sont parfaitement simulées.
La réalisation a vérifié leurs caractéristiques et elle a bien démontré leur faisabilité.
Mots clés:
Antennes imprimées, antennes pour mesures de propagation, antennes pour
transmissions, réseaux d'antennes, antennes intelligentes, projet SIMPAA, projet Accés Radio
ANVAR, sondeur.
ABSTRACT
This project joins within the framework of the two projects RNRT-SIMPAA and
Radio- access ANVAR. It consists in conceiving and in realizing two types of antennas which
serve in two different applications.
The first type will be used in the binary transmission. It is intended for applications
general public. What makes of the low cost and the congestion of the main constraints respect.
The standard adopted in this application requires a wide busy bandwidth. it is 200 MHz for
the antenna which operate at 3.5 GHz and with 600 MHz for the antenna which operate to 5.7
GHz. To realize them, we chose a structure three dipoles- two layers.
The second type is intended for the measures of propagation. It is two antennas that
operate respectively at 2.2 GHz and at 3.5 GHz. The responsibility imposes a wide
bandwidth, a pure rectilinear polarization and a beam width of ± 60 °. For the antenna 2.2
GHz, the used structure is four dipoles-three layers, whereas the antenna 3.5 GHz possesses
the structure three dipoles-two layers.
These antennas are perfectly simulated.
The realization verified their characteristics and it demonstrated well their feasibility.
Présentation du Laboratoire Composants & Systèmes pour
Télécommunications (LCST)
1 L'URER
L'Unité de Recherche en Electronique de Rennes (URER) est une unité de recherche
CNRS (FRE 2273), construite sur l'Université de Rennes I et l'INSA (qui sont deux
Etablissements Publics d'Enseignement Supérieur indépendants juridiquement situés sur le
même Campus). Cette unité rassemble environ 100 personnes, dont 30 enseignantschercheurs, 10 ITA et 30 thésards. Ses activités relèvent des domaines des composants et des
systèmes électroniques et s'appliquent aux télécommunications et aux radars.
2 Le LCST/INSA
Le Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunications (LCST) est la "pro
parte INSA" de l'URER. D'abord construit en 1981 sur le thème des techniques et des
technologies microélectroniques pour les circuits et les antennes micro-ondes, le champ
d'investigation de ce laboratoire s'est élargi vers les Radiocommunications en 1984 et vers le
Radar en 1988 en veillant toujours à associer étroitement la technique et la technologie.
Dans l'URER, le LCST est le centre de ressources et de compétences de la filière de
formation d'ingénieurs INSA "Electronique et Systèmes de Communications" (ESC) et du
DEA Electronique de Rennes. Il est actuellement organisé en trois groupes :
¾ Le groupe Hyperfréquences est spécialisé depuis sa création en 1981, dans la
modélisation électromagnétique de circuits et d'antennes hyperfréquences réalisées
à partir de technologies microélectroniques.
¾ Le groupe Télécommunications est spécialisé depuis sa création en 1984, dans la
conception et la réalisation de nouveaux systèmes de communications numériques.
¾ Le groupe Radar est spécialisé depuis sa création en 1988, dans l'étude des
phénomènes de diffraction et de détection Radar.
3 Groupe "Télécommunications"
Ce projet de fin d'études a été mené au sein du groupe Télécommunications. La plupart
des études menées par ce groupe portent sur l'interaction entre les phénomènes de propagation
et les performances des systèmes de communications.
En effet, les travaux de recherche développés concernent la conception et la réalisation
de nouveaux systèmes performants, destinés aux communications numériques à hauts débits
et impliquant aussi bien les canaux hertziens (urbain, troposphérique, intra-bâtiment) que les
liaisons filaires (intra-véhicule).
Les différents travaux effectués sont orientés selon deux axes principaux :
- l'étude des phénomènes de propagation,
- l'étude de nouveaux systèmes de communications.
SOMMAIRE
Introduction :………………………………………………………………..1
Chapitre I : CADRE DU PROJET :………………………………………3
I.1 Introduction :……………………………………………………………………..4
I.2 Etat actuel et besoins :……………………………………………………………4
I.2.1 Trajets multiples :………………………………………………………………….. 4
I.2.2 Interférences des signaux :……………………………………………………….. 5
I.3 Réseaux d’antennes :…….. …………………………………………………….. 5
I.4 Sondeur :………………………………………………………………………… 7
I.5 Contexte du projet :……………………………………………………………….8
I.5.1 SIMPAA SImulateur Matériel de Propagation pour Antennes Adaptatives :8
I.5.2 ANVAR :………………………………………………………………………………9
I.5.3 CONTEXTE :………………………………………………………………………. 9
I.5 Cahier de charge :………………………………………………………………10
I.5.1 Antennes pour mesures de propagation :……………………………………...10
I.5.2 Antennes pour transmission :……………………………………………………10
I.6 Conclusion :…………………………………………………………………….11
Chapitre II : RAPPELS THEORIQUES :……………………………...12
II.1 Introduction : …………………………………………………………………13
II.2 Caractéristiques des antennes :……………………………………………… 13
II.3 Choix de la technologie des antennes imprimées :………………………….. 15
II.4 Description de l’antenne imprimée :…………………………………………15
II.4.1 Substrats :………………………………………………………………………..16
II.4.2 Méthodes d’alimentation :……………………………………………………. 16
II.4.3 Caractéristiques de base :……………………………………………………..18
II.4.4 RAYONNEMENT :…………………………………………………………….. 19
II.4.5 LA MISE EN RESEAU D'ANTENNES IMPRIMEES :……………………. 20
II.5 Modélisation de l’antenne (logiciel ADS Momentum) :……………………. 21
II.6 Conclusion :…………………………………………………………………..22
Chapitre III : Antennes à Bande Etroite :………………………………23
III.1 Introduction :………………………………………………………………...24
III.2 Structure adoptée :…………………………………………….………… 24
III.2.1 Choix des dipôles :……………………………………………………………..24
III.2.2 Choix de l’alimentation :……………………………………………………... 25
III.2.3 Choix du substrat :……………………………………………………………..26
III.3 Optimisation des paramètres :…………………………………….………... 27
III.4 Simulation :………………………………………………………………….30
III.5 Réalisation de la maquette :…………………………………………………32
III.5.1 Etapes de réalisation :…………………………………………………………32
III.5.2 Résultats de réalisation :…………………………………………………….. 33
III.6 Changement de cahier de charge :…………………………………………. 35
III.7
Conclusion :……………………………………………………………….. 35
Chapitre IV : Simulation des Antennes Large Bande :……………… 36
IV.1 Introduction :………………………………………………………………...37
A : Antenne 2.2 GHz :…………………………………………………... 37
IV.A.1 Résumé de l'étude précédente :……………………………………………37
IV.A.2 Structure adoptée :………………………………………………………... 38
IV.A.2.1 Structure trois couches - deux dipôles :…………………………………. 39
IV.A.2.2 Structure quatre couches-trois dipôles :………………………………… 40
IV.A.2.3 Choix des différents éléments :……………………………………………. 40
IV.A.3 Optimisation des paramètres :…………………………………………42
IV.A.4 Simulation :……………………………………………………………….. 44
IV.A.5 Interprétation des résultats :46
B - Antennes 3.5 GHz et 5.7GHz large bande :………………………... 47
IV.B.1 Structure adoptée :………………………………………………………... 47
IV.B.2 Paramètres :………………………………………………………………. 48
IV.B.3 Simulation :……………………………………………………………….. 48
IV.B.4 Interprétation des résultats :……………………………………………… 51
IV.B.5 Conclusion :………………………………………………………………. 52
CHAPITRE V : Réalisation des Antennes à Large Bande :………….. 54
V.1 Introduction :………………………………………………………………….55
V.2 Appareils de mesure :………………………………………………………. ...55
V.2.1 Analyseur de réseaux :………………………………………………………… 55
V.2.2 Chambre anéchoïde :………………………………………………………….. 56
V.2.3 Manipulation et appareillage de mesure :…………………………………..57
V.3 Défauts de réalisation :…………………………………………………….. ...59
V.4 Réalisation de l’antenne 2.2 GHz :…………………………………………...60
V.4.1 Correction :………………………………………………………………………61
V.4.2 Interprétation des résultats :…………………………………………………..64
V.5 Réalisation de l’antenne 3.5 GHz :………………………………………….. 65
V.6 Conclusion :…………………………………………………………………...68
CONCLUSION GENERALE :…………………………………………... 69
ANNEXES:……………………………………………………………….. 72
BIBLIOGRAPHIE :……………………………………………………… 76
INTRODUCTION
INTRODUCTION
Les communications sans fil voient une évolution rapide avec une vitesse
exponentielle mais, victimes à ses succès, elles arriveront à saturation d’ici quelques années à
cause de la limitation du spectre radio.
Jusqu’à présent, les techniques employées pour accroître la capacité du système étaient
l’accès multiple en temps et fréquence et le découpage en cellules.
Pour répondre à l’explosion des applications multimédia, la prochaine génération des
réseaux de communication sans fil devra être en mesure de transmettre des signaux très haut
débit, avec différentes qualités de services, tout en permettant un déploiement rapide et une
forte pénétration du marché, ce qui implique la nécessité d’améliorer les performances des
systèmes et d’augmenter leurs capacité spectrales.
Ces nouveau systèmes mettront en oeuvre des réseaux d’antennes adaptatives. Grâce à
l’apparition de nouvelles méthodes d’accès telles que le SDMA (Spatial Division Multiple
Access), ces antennes intelligentes permettront d’augmenter la capacité des systèmes
radiomobiles, en réduisant les interférences co-canal des cellules voisines et en autorisant
même l’utilisation d’un même canal par plusieurs utilisateurs.
Les performances attendues dépendent étroitement des propriétés spatio-temporelles
du canal de propagation qu’il est nécessaire de caractériser et de modéliser.
Dans ce sens deux projets ont lieu :
¾ Le premier est le projet SIMPAA qui a pour but l’étude et la réalisation d’un simulateur
matériel de canaux multicapteurs adaptés au futur UMTS.
¾ Le deuxième est le projet accès radio (ANVAR) qui est en coopération avec la société
SACET. Ce denier est divisé en deux parties :
•
La première est destinée à sonder les canaux de propagation des bandes ISM,
WLAN et HIPERLAN/2.
•
La deuxième est destinée à la conception des antennes de transmission pour ces
mêmes bandes.
Alors que le sujet de ce stage, qui s’est déroulé dans le LCST à l’INSA de Rennes,
concerne ces deux projets et porte sur l’étude et la réalisation des réseaux d’antennes pour
différentes bandes de fréquences ( 2.2 ; 2.4 ; 3.5 ; et 5.7 GHz ). Ces réseaux doivent servir
dans deux types d’application :
Dans la première application, il s’agit de réaliser des antennes pour faire des mesures
de propagation pour le sondage du canal. Dans ce cas on a des contraintes un sévères sur la
largeur de la bande, l’ouverture et la polarisation.
Tandis que dans la deuxième application, les antennes seront étudiées pour être
utilisées dans un contexte de transmission binaire dans une plateforme MIMO. Les
contraintes à respecter maintenant sont celles du coût, de la simplicité et de l’encombrement.
Toutefois, mon stage a été divisé en 4 grandes parties :
1
•
•
•
•
Une phase bibliographique :
Simulation et conception des antennes bande étroite pour la transmission binaire .
Simulation et conception des antennes large bande pour des mesures de
propagation
Réalisation et mesures dans la chambre anéchoïde.
Pour cela le rapport est rédigé comme suit :
Chapitre I :
Dans ce chapitre, on verra l’état actuel de la communication mobile, ses problèmes, la
nécessite des antennes intelligentes et ses applications.
On présente les deux projets SIMPAA et Accès Radio tout en précisant le but de mon
travail et le cahier de charge.
Chapitre II :
Il contient une description générale des antennes et leurs propriétés, un rappel
théorique sur les antennes imprimées dans laquelle je vais à mentionner rapidement les
caractéristiques de base de cette technologie et les équations que j’ai utilisées.
Enfin, il y a une présentation du logiciel ADS-Momentum qui sert à modéliser et
simuler les antennes imprimées.
Chapitre III :
Ce chapitre parle de la conception des antennes bande étroite. Il explique le choix de la
structure adoptée, les différents éléments utilisés et la procédure d’optimisation de leurs
paramètres.
Il met en œuvre les simulations effectuées, la réalisation de ces antennes et une
comparaison de leurs résultats.
Notons qu’un changement de cahier de charge aura lieu dans ce chapitre, il est bien
expliqué.
Chapitre IV :
Dans chapitre, j’ai mis en relief les conception des antennes large bande.
Il présente les difficultés trouvées dans cette phase, les problèmes et comment ils ont
été résolus. Il détaille la structure choisie et son objectif, tout en donnant les résultats de
simulations et en vérifiant la compatibilité avec les contraintes imposées par le cahier de
charge.
Chapitre V :
C’est le dernier chapitre, il comporte les résultats de réalisation des antennes large
bande. Il démontre la faisabilité de ces antennes et qu’elles vérifient complètement le cahier
de charge.
2
C
I
H
A
P
CADRE
DU
PROJET
I
T
R
E
3
Chapitre I : Cadre du Stage
Chapitre I : CADRE DU PROJET
I.1 Introduction :
Les opérateurs sont amenés à densifier leur réseau : ils augmentent le nombre de
stations de base et réduisent la taille des cellules (une cellule est la zone couverte par une
station de base). Cette évolution rapide de la communication mobile et l’introduction des
applications multimédia exigent l’amélioration des performances des systèmes et
l’augmentation de l’efficacité spectrale [1].
Pour assurer ces objectifs et afin d'éviter les problèmes qui s’y opposent, on a recours à
utiliser des réseaux d’antennes ou bien des antennes intelligentes.
I.2 Etat actuel et besoins :
Le développement des communications sans fil est en forte expansion. Ceci est dû à la
forte croissance des demandes de services multimédia : voix, donnée et vidéo. Elles doivent
en outre supporter les déplacements des utilisateurs, ainsi que des changements de
configuration de l’environnement et permettre la transmission de débits élevés [2].
Pour répondre à ces besoins, ces systèmes doivent améliorer la qualité de leurs liaisons
et exploiter d'une manière optimale le spectre radio.
Mais ces objectifs sont ralentis par des problèmes qui dépendent du canal et de son
environnement. Ces problèmes sont principalement dus aux trajets multiples et aux
interférences qui peuvent dégrader sérieusement la qualité de la transmission.
I.2.1 Trajets multiples :
Le canal de propagation radioélectrique entre une station fixe et une station mobile est
caractérisé par l’existence de trajets multiples.
Contrairement à d’autres types de transmission (faisceaux hertziens par exemple) où
l’on essaye de se placer dans les meilleures conditions, la communication avec les mobiles
s’avère plus délicate à cause de la mobilité d’une des extrémités. De plus, le mobile est dans
la plupart des cas en non-visibilité de la station de base. A la station de base, le signal est émis
dans une certaine ouverture. Suivant leur direction d’émission, les ondes empruntent des
chemins différents. En fonction du type d’obstacles (bâtiment, relief, végétation) rencontrés
sur leur parcours, elles subissent des phénomènes de réflexion, de réfraction, de diffraction et
4
de diffusion. Il en résulte une multitude de trajets élémentaires au niveau du récepteur (Figure
I.1), caractérisés chacun par un retard, une atténuation et un déphasage propres [1], [2], [3].
Figure I.1 : Propagation par trajets multiples
I.2.2 Interférences des signaux :
Dans les systèmes actuels, on évite l’utilisation des porteuses consécutives sur
la même station de base afin de minimiser les interférences entre canaux adjacents ou
la même porteuse dans les cellules voisines afin de réduire l’interférence co-canal
entre les signaux [4].
I.3 Réseaux d’antennes :
Ces dernières années, le domaine des communications mobiles sans fil s'est développé
avec une vitesse spectaculaire..
Afin d’accroître les débits de transmission et répondre à l’augmentation du trafic,
l’utilisation de réseaux d'antennes ou d'antennes dites "intelligentes" sont proposées pour les
futurs systèmes de télécommunications mobiles [1], [3], [4].
De nombreuses études ont démontré que l'utilisation des réseaux d'antennes dans les
systèmes de télécommunications mobiles, améliore les performances des systèmes, augmente
la capacité et l'efficacité spectrale en autorisant la transmission, sur la même ressource radio
(même fréquence, même intervalle de temps ou même code), de plusieurs communications à
partir d'une même station de base. Grâce à une combinaison appropriée des signaux reçus sur
les différentes antennes, il est possible d'isoler un signal utile d'un ensemble de signaux reçus
5
dans la même bande de fréquence (filtrage spatial). De même, en émission, un système
multicapteur peut par pondération former un faisceau vers le mobile utile et le suivre tout au
long de sa communication (planification dynamique). Dans les deux cas, le niveau de
brouillage est réduit et la portée accrue. Ces techniques permettent d'accroître de façon
significative la capacité des réseaux radiomobiles.
D'une manière générale, on peut distinguer trois types d'antennes [4]:
¾ Réseaux d'antennes déphasées :
Un réseau d'antennes déphasées est un réseau de simples antennes telles que des
antennes omnidirectionnelles, il combine les signaux incidents sur ses antennes pour
former la sortie du réseau. Chaque antenne forme un élément du réseau. La direction
du lobe principal est ajustée par les phases entre les différents éléments [5].
¾ Antenne adaptative :
Le terme "antenne adaptative" est utilisé pour le réseau quand les pondérations en gain
et en phase sur les différentes branches de réception sont modifiées avant d'être
combinées pour ajuster le gain et la directivité du réseau d'une façon dynamique
(Figure I.2).
sortie
Unité de contrôle de
pondération
Figure I.2 : Structure d’une antenne adaptative
¾ Antenne à pondération optimale [5] :
Une antenne à pondération optimale est celle dans laquelle le gain et la phase de
chaque élément sont ajustés pour atteindre une performance optimale de ce réseau. Par
6
exemple, pour obtenir un rapport signal sur bruit (SNR) maximal à la sortie, en
annulant les interférences non désirées et en recevant les signaux désirés dans une
direction donnée sans distorsion, il existe une seule manière d'ajustement du gain et de
la phase de chaque élément. Mais cette opération présente une grande complexité
surtout lorsque l'ajustement est dynamique.
Notons que l’efficacité des réseaux n’apparaît pas que s’ils sont bien adaptés au
canal utilisé, alors on doit d’abord sonder le canal, c.à.d extraire sa fonction de transfert ou
bien sa réponse impulsionnelle, par un système de mesure (sondeur) pour qu’on puisse le
modéliser.
I.4 Sondeur :
Pour qu'un opérateur puisse bien choisir les techniques numériques à utiliser et
l'électronique qui est derrière les réseaux d'antennes, il faut connaître les paramètres
caractéristiques du canal de propagation c.à.d. le caractériser dans le domaine spatiotemporel en mesurant le retard et l’angle d'arrivée des différents trajets multiples
composant la réponse impulsionnelle du canal [3].
La discrimination temporelle est inversement liée à la largeur de bande du signal.
Dans notre cas cette bande est de 100 MHz à - 3 dB, ce qui permet de détecter un retard de
10 ns entre deux signaux ayant la même source mais subissant des phénomènes de
propagation différents. Ce retard correspond à une séparation de 3 m entre les distances
parcourues par deux trajets différents.
Pour mesurer les angles d'arrivées, soit on utilise une antenne très directive, par
exemple une antenne parabolique, mais le temps de révolution est trop long et cette
méthode ne nous permettra de faire des mesures que dans des milieux stationnaires. Afin
d'effectuer une caractérisation 3D (retards, angles et Doppler) sur des canaux variant dans
le temps, nous choisissons d'utiliser une autre méthode.
Cette méthode consiste à utiliser un réseau linéaire d'antennes, ainsi la direction
d'arrivée sera calculée à partir des différences de phase sur les différents éléments des signaux
incidents (Figure I.3).
Les avantages de cette méthode sont les suivants [6]:

cette structure possède des propriétés d'invariances translationnelles, qui sont utilisées
par les algorithmes de haute résolution JADE et ESPRIT,
7

l’utilisation d'un "switch" ayant une bonne vitesse de commutation, permet de réaliser
rapidement les mesures sur les différents capteurs. Cela laisse supposer que
l'environnement reste stationnaire durant la phase de mesure et permet la mesure d'un
Doppler élevé.
Direction
d'arrivée
des ondes
θ
d
i
i+1
i+2
i+3
Figure I.3 : Réseau linéaire d'antennes
Alors les antennes utilisées pour le sondeur doivent avoir des contraintes sévères pour
la bande passante, la polarisation, le gain et l’ouverture..
I.5 Contexte du projet :
Pour appliquer les techniques telles que l'accès multiple par répartition d'espace
(SDMA) ou le codage espace temps aux nouveaux systèmes de communications sans fil,
plusieurs projets de recherche sont lancés au LCST
Toutefois, mon stage s’inscrit dans le cadre de 2 projets en particulier, ce sont :
¾ Le projet national RNRT - SIMPAA.
¾ Le projet régional ANVAR.
I.5.1 SIMPAA : SImulateur Matériel de Propagation pour Antennes
Adaptatives :
Dans le domaine du contrôle du spectre, les équipements utilisés disposent de réseaux
de capteurs afin d’effectuer une estimation de direction d’arrivée et/ou d’améliorer la
sensibilité des équipements par combinaison adaptative des signaux reçus sur les capteurs.
Le projet SIMPAA est un projet RNRT (Réseau National de la Recherche en
Télécommunications). Il a pour but l'étude et la réalisation d'un simulateur matériel de canal
8
multicapteurs adapté au futur système UMTS. Ce type de produit permet de reproduire des
modèles du canal de propagation radiomobile. Ces modèles peuvent être statistiques,
enregistrés ou déterministes [7].
Pour aboutir à des modèles statistiques ou enregistrés, il est nécessaire d'effectuer des
mesures de propagation, en mettant en œuvre un sondeur permettant
d'extraire les
caractéristiques spatio-temporelles du canal de propagation.
Les applications sont nombreuses : test d'équipements radio (stations de base et
mobiles), contrôle du spectre...
I.5.2 ANVAR :
Le deuxième est le projet régional ANVAR portant sur les réseaux d'accès radio, en
collaboration avec la société SACET. Ce projet est divisé en deux parties :
•
•
La première est destinée à concevoir et réaliser des antennes large bande, pour
sonder les canaux de propagation dans les bandes ISM, WLAN et HIPERLAN/2.
La deuxième est destinée à la conception et la réalisation des antennes de
transmission pour ces mêmes bandes.
I.5.3 CONTEXTE :
Mon projet s'est déroulé au sein du laboratoire LCST (Laboratoire Composants et
Systèmes pour Télécommunications) à l’INSA (Institut National des Sciences Appliquées) de
Rennes, en France.
Le LCST développe des sondeurs de canaux permettant la détermination conjointe des
directions d'arrivée, des retards relatifs et des Dopplers afin de mieux connaître les
mécanismes de propagation des ondes. En effet, une modélisation réaliste du canal de
propagation, basée sur la connaissance de ces paramètres caractéristiques, permet d'envisager
un dimensionnement correct des systèmes de transmissions numériques.
Ainsi, le sujet de ce stage concerne ces deux projets et porte sur l’étude et la
réalisation des réseaux d’antennes pour différentes bandes de fréquences (2.2 ; 2.4 ; 3.5 et 5.7
GHz).
Il est clair qu'il s'agit de deux types d’applications :
La première consiste à réaliser des antennes pour effectuer des mesures de
propagation pour le sondage du canal, donc pour le sondeur développé au LCST. Dans ce cas
on a des contraintes très sévères sur la largeur de la bande, l’ouverture et la polarisation.
9
Tandis que dans la deuxième, les antennes seront étudiées pour être utilisées dans un
contexte de transmission binaire dans une plateforme MIMO. Les contraintes à respecter
dans ce cas sont celles du coût, de la simplicité et de l’encombrement.
I.5 Cahier de charge :
Comme on a vu précédemment, il y a deux types d’antennes à réaliser qui
correspondent à deux types d’applications : mesures de propagation et transmission.
I.5.1 Antennes pour mesures de propagation :
•
Fréquence de résonance : 2.2 GHz et 3.5 GHz.
•
Gain : le gain doit être supérieur à 0 dB dans la bande passante et constant.
•
Bande passante : une large bande passante, d'environ 180 MHz à –10 dB.
•
Polarisation : rectiligne verticale pure.
•
Ouverture de rayonnement : ± 60° pour chaque élément dans le réseau.
•
Technologie utilisée : antenne imprimée.
•
Type d'alimentation: l'antenne doit être alimentée par une ligne microruban,
d'épaisseur 17 µm.
•
Matériaux : la couche qui est entre le plan de masse et la ligne d’alimentation est
en FR4, de permittivité εr = 4.3 et d’épaisseur 0.8 mm. Tandis que les autres
couches diélectriques sont en mousse : εr =1.06.
•
Impédance de la ligne d’alimentation : est égale à l’impédance du câble coaxial,
qui est de 50 Ω.
•
Connecteur : SMA femelle.
•
Espacement : la distance entre 2 éléments du réseau est λ0
(λ0
=
longueur
d’onde dans l’air).
•
Divers : Encombrement, coût et complexité quelconques.
I.5.2 Antennes pour transmission :
•
Fréquence de résonance : 2.4, 3.5 et 5.7 GHz.
•
Gain : le gain doit être supérieur à 0 dB dans la bande passante et constant.
•
Bande passante : étroite de l’ordre de 1% de la fréquence centrale.
•
Coût : faible.
10
•
Encombrement : limité.
•
Structure : simple.
•
Technologie utilisée : antenne imprimée.
•
Type d'alimentation: l'antenne doit être alimentée par une ligne microruban,
d'épaisseur 17 µm.
•
Matériaux : la couche qui est entre le plan de masse et la ligne d’alimentation est
en FR4, de permittivité εr = 4.3 et d’épaisseur 0.8 mm. Tandis que les autres
couches diélectriques sont en mousse : εr =1.06.
•
Impédance de la ligne d’alimentation : est égale à l’impédance du câble coaxial,
qui est de 50 Ω.
•
Connecteur : SMA femelle.
•
Espacement : la distance entre 2 éléments du réseau est λ0
(λ0
=
longueur
d’onde dans l’air).
•
L’ouverture et la polarisation ne forment pas de contraintes sévères.
I.6 Conclusion :
Les réseaux d’antennes vont être largement utilisés dans les prochains systèmes de
communications sans fil, tout en se basant sur la technologie SDMA et en utilisant les
techniques de hautes résolutions.
Dans ce but, et pour bien adapter les systèmes utilisés aux canaux, les efforts sont
maintenant consacrés à modéliser les canaux multicapteurs moyennant un simulateur. Ce
dernier nécessite un sondeur pour les caractériser dans les deux domaines : spatial et temporel.
Alors cette étude porte sur la conception et la réalisation de deux types de réseaux. Le
premier, de large bande passante, sera utilisé pour le sondage des canaux, tandis que le
deuxième sera utilisé pour la transmission des données binaires dans un contexte MIMO.
Le chapitre qui suit présentera des généralités sur les antennes et rappelle les bases
théoriques des antennes imprimées.
11
C
II
H
A
P
I
T
R
E
RAPPELS
THEORIQUES
Chapitre II : Rappels Théoriques
Chapitre II : RAPPELS THEORIQUES
.
II.1 Introduction :
Dès l'origine, l’antenne est l’élément qui est utilisé pour diffuser les ondes
éléctromagnétiques par rayonnement. Elle joue deux rôles réciproques : la transmission et la
réception [4], [8]. Ainsi, dans une chaîne de communication, elle est toujours le premier
élément dans une chaîne de réception ou le dernier élément d’une chaîne d’émission.
Il y a une grande variété de techniques pour réaliser les antennes, chacune d’elles
possède ses propres caractéristiques et sert à une application bien déterminée.
Ce chapitre rappelle les principales caractéristiques des antennes et leurs technologies.
L'accent est ensuite porté sur les antennes en technologie imprimée.
II.2 Caractéristiques des antennes :
Dans les communications sans fil, chaque application met en relief certaines
caractéristiques des antennes. D'une manière générale, une antenne utilisée dans un type
d’application ne peut pas l'être dans d’autres.
Une antenne peut être caractérisée par [9]:
¾ Représentation en quadripôles :
Une antenne peut être représentée comme un quadripôle (Figure II.1), défini par les
paramètres S :
A1
A2
S 11
S 22
S 12
S 21
B 1
B2
Figure II.1 : Représentation en quadripôle
A1, A2, B1 et B2 sont des ondes de puissance.
On a les relations suivantes :
B1 = S11×A1 + S12×A2
(2.1)
B2 = S21×A1 + S22×A2
(2.2)
B
B
13
Le coefficient S11 correspond à la réflexion en entrée des quadripôles lorsque A2 = 0.
Le coefficient S12 représente la transmission de la puissance entrant en sortie vers
l’entrée lorsque A1 = 0.
Le coefficient S21 est le gain du quadripôle lorsque A2 = 0.
Le coefficient S22 est la réflexion en sortie du quadripôle lorsque A1 = 0.
¾ Coefficient de réflexion S11:
Le coefficient de réflexion S11 met en évidence l’absorption de l’énergie par l’antenne. C’est
sur ce paramètre que l’on se base lors de l’optimisation.
¾ Directivité :
Elle indique la concentration du rayonnement dans une direction donnée.
Considérons deux antennes, la première est isotrope idéale et la deuxième est
quelconque, caractérisées respectivement par J0(θ,ϕ) et J(θ,ϕ), les intensités de rayonnement
pour la même puissance rayonnée. Alors la directivité de la deuxième antenne est :
D(θ,ϕ) = J(θ,ϕ)/J0(θ,ϕ)
(2.3)
θ et ϕ sont l’azimut et l’élévation.
¾ Rendement de l’antenne :
Le rendement de l’antenne est le rapport entre la puissance rayonnée et la puissance
fournie à l’antenne, soit :
η=
Pr
Pf
(2.4)
Ce rapport caractérise la perte à l’intérieur de l’antenne.
¾ Gain :
Le gain est le résultat de deux effets : la directivité et la perte.
Si G est le gain, alors :
G (θ , ϕ ) = η × D (θ , ϕ )
(2.5)
¾ Ouverture :
Si Gm est le gain maximal d’une antenne donnée dans un plan bien déterminé, alors
son ouverture dans ce plan est l’angle qui se trouve entre deux directions de ce plan ayant
la moitié du gain maximal (gain à –3 dB), soit Gm 2 .
¾ Impédance d’entrée :
L’impédance d’entrée de l’antenne est l’impédance vue de la part de la ligne
14
d’alimentation au niveau de l’antenne.
Cette impédance est donnée par la formule :
Z in = Z 0
(1 + S11 )
(1 − S11 )
(2.6)
Z0 = impédance caractéristique de la ligne d’alimentation.
N.B. Comme S11 est fonction de la fréquence, alors Zin varie aussi avec la fréquence.
II.3 Choix de la technologie des antennes imprimées :
Actuellement, les antennes imprimées deviennent de plus en plus importantes en
raison de la grande variété des formes géométriques qu'elles peuvent prendre et qui les
rendent applicables aux différentes situations d'intégration [10], [11].
Parmi les avantages de cette technologie d'antennes, on peut citer : le faible poids, leur
volume réduit, la conformabilité et la possibilité d'intégrer les circuits micro-ondes au niveau
des antennes [12]. Ajoutons que la simplicité de leurs structures fait que ce type d’antenne est
adapté au faible coût de fabrication. Ceci est une propriété clé qui explique l’introduction des
antennes imprimées dans les applications de la communication mobile.
D’une façon générale, les avantages des antennes imprimées sont [10] [12]:

Simples,

Robustes,

non encombrantes,

adaptées aux surfaces planes et non planes,

à faible coût.
Alors, cette technologie répondant bien aux besoins de notre application, ainsi qu'une
forte expérience développée au sein du laboratoire LCST, son choix fut indiscutable afin de
réaliser nos antennes.
Cependant,elle présente les inconvénients suivants [10] :

faible efficacité,

faible puissance,

impureté de la polarisation,

bande relativement étroite.
Donc, la conception des antennes doit répondre à des compromis en termes de
performances et de complexité de réalisation.
15
II.4 Description de l’antenne imprimée :
Dans sa structure de base (Figure II.2), une antenne imprimée est constituée d'un
conducteur métallique de forme arbitraire, déposé sur un substrat diélectrique au-dessus d’un
plan de masse. Généralement, t << λ0 , 0.003λ0 ≤ h ≤ 0.05λ0 et lorsqu’il s’agit d’un dipôle
carré, rectangulaire ou circulaire, λ0 3 ≤ L ≤ λ0 2 [10], [13], [14].
patch
L
t
h
substrat
Plan de masse
Figure II.2 : Présentation d'une antenne imprimée
II.4.1 Substrats :
Dans la pratique, les formes des éléments rayonnants les plus souvent utilisées sont le
carré, le rectangle, le disque et l'anneau. Des géométries plus élaborées sont toutefois
employées pour répondre à des contraintes spécifiques sur l'antenne (en particulier pour
générer de la polarisation circulaire).
Les substrats exploités dans la conception des antennes imprimées sont nombreux.
Leurs permittivités relatives varient de 1 à 12 (1 < ε r < 12) .
Parfois, il est préférable d’utiliser des substrats diélectriques de grande épaisseur et de
basse permittivité dans le but d’avoir une grande efficacité, une large bande passante. Mais
dans ce cas la perte par onde de surface augmente et l’antenne devient de plus en plus
encombrante.
Au contraire, l’utilisation de minces substrats de permittivités élevées est conseillée
pour les circuits micro-ondes parce qu’elle minimise les ondes de surfaces, les radiations non
désirées et le volume de l’antenne. Toutefois, l’efficacité et la bande passante diminuent à
cause de la grande perte dans le substrat [11], [15], [16].
16
II.4.2 Méthodes d’alimentation :
L’antenne imprimée peut être alimentée de plusieurs façons. Les quatre méthodes les
plus utilisées sont (Figure II.3) : ligne micro-ruban, sonde liée à un câble coaxial, couplage
par fente et couplage par proximité [18], [19], [20].
Les avantages et les inconvénients de chacune de ces méthodes sont résumés dans
l’annexe 2.
(a) Alimentation par
ligne microruban
(b) Alimentation par
câble coaxial
(c) Alimentation par
f t
(d) Couplage par
i ité
Figure II.3 : Différents types d’alimentation d’une antenne imprimée
17
II.4.3 Caractéristiques de base :
A cause des dimensions finies du patch en longueur et en largeur, les lignes de champs
ne sont pas totalement immergées dans le substrat, comme l’indique la (Figure II.3), c’est ce
qu’on appelle le fringing [10], [20], [21].
Figure II.3 : Fringing et permittivité effective
Ceci crée deux effets :
Le premier est l’apparition de la constante de permittivité relative effective εreff, elle est
généralement comprise entre 1 et la constante de permittivité relative du substrat : 1< εreff < εr.
En effet, pour compenser le fringing, on suppose que le patch et les lignes de champs
sont totalement plongés dans un seul substrat diélectrique équivalent, ce substrat remplace le
substrat original et l’air, et il donne les mêmes résultats que ces deux derniers. Ce substrat a
εreff comme constante de permittivité relative. Elle est exprimée par :
ε reff =
εr + 1 εr −1 ⎡
2
+
h⎤
+
1
12
2 ⎢⎣
W ⎥⎦
−1 2
(2.7)
Le deuxième effet est l’apparition des dimensions électriques de patch qui sont
généralement plus grandes que les dimensions physiques. La variation de la longueur est
donnée par :
⎛W
⎞
(ε reff + 0.3) ⎜ + 0.264 ⎟
ΔL
⎝ h
⎠
= 0.412
h
⎛W
⎞
(ε reff − 0.258) ⎜ + 0.8 ⎟
⎝ h
⎠
La longueur effective sera :
Leff = L + 2ΔL
(2.8)
(2.9)
18
Pour le mode dominant TM010, l’antenne résonne pour une longueur effective :
Leff = λg/2
où λg est la longueur d’onde dans le substrat, donnée par :
λg =
C
f r ε reff
(2.10)
.
Alors la fréquence de résonance fr peut être exprimée par :
fr =
C
2 Leff ε reff
=
C
2( L + 2ΔL) ε reff
(2.11)
C = la célérité de la lumière dans le vide.
II.4.4 RAYONNEMENT :
Le diagramme de rayonnement de l'antenne caractérise la variation de la puissance
rayonnée à grande distance dans les différentes directions de l'espace.
Lorsque la polarisation de l'antenne est linéaire, le diagramme de rayonnement est
celui d’un dipôle magnétique [9],[22], il est généralement représenté dans deux plans de
coupe particuliers (Figure II.5) [6] :
• le plan E,
• le plan H.
Z
r
Eθ
(θ = 0)
r
Hφ
Mode excité:
r
Eφ
Plan
r
Hθ
Y
(φ = π
/2)
Plan
X
(φ = 0) et (θ = π
Courant de surface lié à la polarisation
Courant de surface liés à la polarisation
uv
Figure II.5: Représentation des courants surfaciques
dans
Ces 2 plans contiennent le vecteur de courant surfacique J dirigé suivant l'axe du
le plan E et le plan H d'une antenne plaquée
mode excité. Toutefois, à ce courant principal vient s'ajouter un courant surfacique
19
perpendiculaire (Figure II.5) dû à l'excitation des modes supérieurs de la cavité. De ce fait, ce
courant perpendiculaire favorise l’apparition de composantes croisées du champ rayonné.
Généralement, le niveau de la polarisation croisée des champs est normalisé par rapport au
niveau des champs de la polarisation principale.
II.4.5 LA MISE EN RESEAU D'ANTENNES IMPRIMEES :
L'utilisation d'une antenne unitaire s'avère souvent insuffisante pour répondre aux
contraintes de rayonnement imposées. Des caractéristiques spécifiques, un gain élevé, un lobe
formé ne peuvent généralement être obtenus que par le regroupement de plusieurs sources
rayonnantes pour former un réseau d'antennes [6].
On forme ainsi des réseaux linéaires et des réseaux plans (Figure II.6).
Réseau linéaire
Réseau plan
Figure II.6: Architecture de base des
é
Pour le réseau linéaire, on cherche à former le diagramme de rayonnement dans un
seul plan.
Onde d’espace
Élément
rayonnant
Onde de surface
Figure II.7: Mécanisme des rayonnements
parasites
20
Cette mise en réseau des sources crée des rayonnements parasites (Figure II.7) qui
sont dus au débordement des champs magnétiques, à l'épaisseur de substrat utilisé, à
l'orientation et à la distance entre les sources.
II.5 Modélisation de l’antenne (logiciel ADS Momentum) :
Durant ces dernières années, le développement de techniques rigoureuses permettant
de résoudre les équations de Maxwell a introduit et imposé des outils informatiques
électromagnétiques. Ces outils sont de plus en plus utilisés dans l'analyse et la conception de
dispositifs hyperfréquences utilisés dans les applications micro-ondes et de communications
sans fil.
Notre projet est basé sur une série de simulations de structures rayonnantes à diverses
fréquences à l'aide d'un simulateur électromagnétique de Hewllet Packard qui s'appelle ADS
Momentum.
La
technique
de
simulation
qui
est
utilisée
pour
calculer
les
champs
électromagnétiques dans les trois dimensions à l’intérieur d'une structure est basée sur la
méthode des moments appliquée aux équations intégrales utilisant les fonctions de Green.
Bien que la connaissance de l’implémentation de cette méthode ne soit pas nécessaire à
l’utilisateur de Momentum, il a été utile d’avoir une vue globale sur la question.
Afin de pouvoir modéliser le fonctionnement de la source élémentaire, nous avons
procédé par la méthode suivante pour représenter de façon informatique notre antenne à l'aide
de l'outil Momentum :
¾ Création du substrat diélectrique : définir les différentes couches de substrats
diélectriques et de métallisation.
¾ Création du dessin des différentes couches actives : représenter la zone de
métallisation de la ligne d'alimentation, l'élément rayonnant et l'élément parasite.
¾ Maillage de la structure : fixer le degré de précision des calculs, ce qui influera sur la
durée de la simulation. Afin de bien modéliser les effets de bord, on affine le maillage
sur les bords.
¾ Simulations :
•
Définir les fréquences extrêmes de la simulation.
•
Présentation des résultats.
•
Visualiser les principaux paramètres ( S11 , diagramme de rayonnement,
polarisation et gain).
21
II.6 Conclusion :
Les antennes ont des propriétés et des caractéristiques, selon lesquelles elles sont
valorisées. Plusieurs techniques existent pour les réaliser. Alors, pour assurer un bon
fonctionnement, il faut choisir celle la plus adaptée à l’application envisagée.
Dans notre cas, le choix s'est porté sur la technologie des antennes imprimées. Leurs
avantages nombreux permettent de les utiliser dans différents secteurs et surtout dans les
communications mobiles (satellite, avion, voiture, missile, téléphone portable, …). Pour la
conception de nos antennes, nous avons utilisé un logiciel permettant une résolution
rigoureuse des équations d’électromagnétisme ADS momentum..
Après cette révision rapide des caractéristiques de base des antennes imprimées, le
chapitre suivant va décrire les techniques d’élargissement de la bande passante, la structure
adoptée pour réaliser les antennes demandées et les résultats de simulation obtenus.
22
C
III
H
A
P
ANTENNES
A BANDE
ETROITE
I
T
R
E
23
Chapitre III : Antennes à Bande Etroite
Chapitre III : Antennes
à Bande Etroite
III.1 Introduction :
Après une étude bibliographique générale sur les différents types de réseaux
d'antennes et leurs domaines d'applications, l'effort s'est porté sur la compréhension de la
théorie des antennes imprimées. Ainsi, les différentes structures existantes, leurs domaines
d’utilisation, leurs avantages et leurs inconvénients, ont été analysés.
Dans le cadre de ce stage, la technologie d'antennes imprimées s'avère bien adaptée
aux besoins, que ce soit pour l'application de sondage large bande de la propagation en
multicapteurs ou bien pour la transmission numérique à bande plus étroite.
D'abord, la conception des antennes est réalisée en s'appuyant sur l’outil de simulation
ADS-Momentum. Une fois les paramètres optimisés, la réalisation matérielle de l'antenne est
effectuée. Ensuite, vient la phase de test et de validation en mettant en œuvre différents types
de mesures (analyseur de réseaux, chambre anéchoïde).
Ce chapitre présente l'étude menée sur les antennes à bande étroite. Il explique la
structure choisie et analyse les résultats obtenus.
III.2 Structure adoptée :
Pour réaliser les antennes bande étroite, nous avons choisi une structure
qui présente plusieurs avantages, mais qui se caractérise principalement par la
simplicité. Bien sûr, celle-ci doit répondre aux contraintes imposées par le cahier
de charge. Par la suite, nous allons expliquer les choix des différents éléments
constituant l'antenne.
III.2.1 Choix des dipôles :
Une antenne imprimée est modélisée par un guide d’onde fermé [22]. C’est une cavité
limitée de haut et de bas par l’élément rayonnant et le plan de masse qui sont considérés
comme diélectriques parfaits, et des quatre côtés par quatre surfaces fictives magnétiques
parfaites. Cette cavité rayonne de deux surfaces avant et arrière, perpendiculaires à la ligne
d’alimentation. Ces deux dernières, assimilées à deux fentes rayonnantes, se comportent
comme un dipôle magnétique (voir Figure III.1).
24
Alors, la bande passante augmente avec les surfaces de ces deux fentes [10]. Par
conséquent, un patch carré a une bande passante beaucoup plus grande (10 % à – 6 dB de S11)
qu’un rectangle étroit que l’on appelle dipôle (jusqu’à 3 % à – 6 dB) [13].
Patch
εr
Plan de
masse
Surfaces
magnétiques
Figure III.1 : Antenne imprimée modélisée par
une cavité
Mais cet élargissement de la bande est contrebalancé par un fort abaissement du gain.
Comme la bande ici n'est pas une contrainte en soi, nous avons choisi l’utilisation des dipôles
pour assurer un gain élevé.
III.2.2 Choix de l’alimentation :
Pour l'alimentation de l'antenne, nous avons choisi le couplage par proximité. En effet,
l’utilisation d’une alimentation microruban (voir Figure II.2) crée une discontinuité entre la
ligne microruban et l’élément rayonnant. Ceci augmente le coefficient de réflexion S11, par
suite l’adaptation de l’impédance d’entrée de l’antenne se dégrade. De plus cette méthode
donne une bande plus étroite [13], [22].
Les deux autres méthodes possibles, à savoir l’alimentation par fente ou l’alimentation
par sonde coaxiale, malgré leur large bande, sont compliquées et donc ne vérifient pas la
contrainte de simplicité de la structure.
Finalement, le couplage par proximité réunit la simplicité et la large bande. Son
inconvénient est le rayonnement parasite de la partie non masquée de la ligne d’alimentation.
Dans notre application, ce point n’a pas beaucoup d’influence et sera minimisé par la suite.
L'impédance de cette ligne est donnée par [21] :
25
⎧ 60 ⎛ 8h V ⎞
⎪ ε ln ⎜ V + 4h ⎟
⎠
⎪ e ⎝
Z0 = ⎨
120π
⎪
⎪ εe ⎡⎣ V h + 1.393 + 0.667 ln ( V h + 1.444 ) ⎤⎦
⎩
Pour V h ≤ 1
Pour V h ≥ 1
εe = Coefficient de permittivité relative effective.
V
h
Figure III.2 : Géométrie de la ligne d’alimentation
Dipôle
Substrats
diélectriques
Plan de
masse
Ligne
d’alimentation
Connecteur
SMA
Figure III.3 : Alimentation par couplage par proximité
III.2.3 Choix du substrat :
Pour réaliser ces antennes, nous avons utilisé deux types de substrat :
Le premier type est le FR4 : ε r = 4.3 , tg δ = 10−2 .
L’utilisation du FR4 sous la ligne d’alimentation offre une grande simplicité et une
grande facilité à usiner la structure à cause de ses contraintes mécaniques très favorables.
Le FR4 se trouve sous forme de plaques métallisées de deux faces et d’épaisseurs
normalisées. Dans ce cas, une face constitue le plan de masse et, sur l’autre face, la ligne
26
d’alimentation sera imprimée photoélectriquement. Alors, le support de l’alimentation est
rigide et facile à traiter, surtout lorsqu’on veut le connecter à un câble coaxial à travers un
connecteur SMA.
Ligne
d’alimentation
Dipôle
H
V
h
d
W
n
m
L
Figure III.4 : Différents paramètres de la structure
Son problème est la grande perte diélectrique due à un εr et tgδ élevés. Pour cela, on
n’utilise q’une mince couche de FR4 tandis que les autres couches sont de la mousse de
εr ≈1.
Le deuxième substrat est la mousse (HF 51), il est caractérisé par εr = 1.05 ,
tgδ = 10 -4 .
L’effet de l’utilisation d’un substrat diélectrique de faible coefficient de permittivité
est la diminution de la perte diélectrique dans le substrat, l'augmentation du gain de l’antenne
et une bande passante plus large [10], [13], [22].
Ses inconvénients sont le volume relativement encombrant de l’antenne et
l’amélioration des ondes de surface qui causent encore des pertes. Mais dans notre
application, les résultats obtenus en ce qui concerne le volume et le gain sont très acceptables.
Donc nous avons décidé de le retenir pour la réalisation.
Notons que l’élément rayonnant ne peut pas être imprimé directement sur la mousse, il
doit y être collé.
III.3 Optimisation des paramètres :
En définitive, la structure obtenue est formée :
♦ d’un plan de masse,
♦ d’une couche diélectrique de FR4,
27
♦ d’une ligne d’alimentation,
♦ d’une couche diélectrique de la mousse (HF 51),
♦ D’un dipôle en cuivre.
Pour optimiser cette structure et pour faire résonner l’antenne à la fréquence voulue,
nous avons plusieurs paramètres à régler, ces paramètres sont montrés sur la figure III.4.
N.B. Dans la simulation, les longueurs et les largeurs du plan de masse et des couches
diélectriques sont supposées infinies.
¾ Paramètres h et V :
L’épaisseur de la couche FR4 est normalisée : h = 0.8 mm.
Alors, il reste à choisir la largeur de la ligne d’alimentation. La contrainte imposée à la
ligne d’alimentation est qu’elle doit avoir une impédance caractéristique de 50 Ω. Le
rapport h/V est exprimé en fonction de cette impédance par la formule suivante [21] :
⎧ 8e A
⎪ 2A
V ⎪e - 2
=⎨
h ⎪2 ⎡
ε -1⎧
0.61 ⎫⎤
B - 1 - ln ( 2B - 1) + r
⎨ ln ( B - 1) + 0.39 ⎬⎥
⎢
⎪⎩ π ⎣
2εr ⎩
εr ⎭ ⎦
A=
Z0
60
V/h < 2
V/h > 2
ε r + 1 εr - 1 ⎛
0.11 ⎞
+
⎜ 0.23 +
⎟
2
εr + 1 ⎝
εr ⎠
B=
377p
2Z 0 er
Ce qui donne : V = 1.99 h ≅ 1.6 mm.
¾ Paramètre m :
Plusieurs valeurs de m ont été essayées, mais la valeur optimale correspond à
m = L/2.
¾ Paramètre n :
Le mieux est de diminuer la valeur de n pour minimiser le rayonnement parasite de
cette partie non masquée de la ligne d’alimentation. Pour cette raison, n est inférieur à m : n <
28
m. Pour cette partie de la ligne de longueur n, nous avons choisi de l’utiliser comme un stub
pour adapter l’impédance de l’antenne. Dans ce cas le connecteur sera placé à la frontière
entre les deux parties m et n (Figure III.5).
Stub
Connecteur SMA
Figure III.5 : Connecteur à travers le plan de
¾ Paramètre L :
Pour avoir le mode TM010, L doit être égal à, voir équations (II.9), (II.10) :
L = λg 2 − 2 Δ L
λg = longueur d’onde dans le substrat diélectrique de la fréquence de résonance.
Mais, nous avons deux couches de substrats différents et il n’y a pas d'équations
disponibles qui caractérisent ce type de structure. Alors il ne reste qu’à obtenir λg d’une
manière itérative. Comme l’épaisseur majeure des couches est de la mousse, εr ≈ 1, nous
avons commencé par :
L=
λ0
2
λ0 est la longueur d’onde dans le vide de la fréquence de résonance
Enfin, nous sommes arrivés à une valeur de L :
Pour f 0 = 2.4GHz : L = 53.6 mm.
Pour f 0 = 3.5GHz : L = 37.9 mm.
¾ Paramètres W et H :
Comme on a vu dans le paragraphe III.2.1, la bande passante augmente avec W
et H. Mais pour adapter l’impédance de l’antenne, ces deux paramètres varient dans
des sens opposés, c.à.d. si on augmente W, on doit diminuer H et inversement.
L’expérience montre qu’en augmentant W, on peut gagner en bande passante plus
qu’en augmentant H.
29
Pour obtenir une polarisation rectiligne pure, on doit conserver L beaucoup plus grand
que W, pour cela W a été limité à environ : W ≤ L
3
, cette valeur est empirique.
Les valeurs numériques optimisées sont :
f 0 = 2.4GHz : L = 53.6 mm ; W = 20 mm ; H = 2.6 mm.
f 0 = 3.5GHz : L = 37.9 mm ; W = 5.5 mm ; H = 3.1 mm.
¾ Paramètres d :
Le paramètre d influe directement sur le couplage entre la ligne d’alimentation et le
dipôle. En essayant plusieurs positions du dipôle par rapport à la ligne d’alimentation, la
meilleure a été celle de la symétrie c.à.d. pour d = 0.
III.4 Simulation :
Pour bien comprendre comment les caractéristiques de la couche adoptée varient en
fonction de ses paramètres, nous avons effectué un très grand nombre de simulations. Après,
nous avons optimisé les paramètres pour les deux fréquences de résonances 2.4 GHz et 3.5
GHz.
Les valeurs numériques obtenues sont résumées dans le tableau III.1.
f0
h
H
V
W
n
2.4 GHz 0.8 mm
2.6 mm
1.6 mm
20 mm
9 mm
3.5 GHz 0.8 mm
3.1 mm
1.6 mm
5.5 mm
5.7 mm
m
26.5
mm
19.4
mm
L
53.6
mm
37.9
mm
d
0
0
Tableau III.1 : Valeurs numériques des
èt
30
Alors les caractéristiques simulées des antennes sont :
Fréquence
centrale
2.4 GHz
adaptation
Re(Zin)
| Zin |
-36 dB
48.61 Ω
49.7 Ω
Bande à
-6 dB
69.4 MHz
3.488 GHz
-36 dB
51.32 Ω
51.326 Ω
106.5 MHz
Tableau III.2 : Caractéristiques simulées
Les résultats de simulation obtenus pour les antennes 3.5 GHz et 2.4 GHz, sont montrés sur
les Figures III.5 et III.6 . Ces diagrammes représentent le coefficient de réflexion S11 et
l’impédance d’entrée de l’antenne.
Figure III.5 : Coefficient de réflexion de l’antenne
3.5 GHz
31
Figure III.6 : Coefficient de réflexion de l’antenne 2.4 GHz
Donc ces résultats montrent que les caractéristiques obtenues par simulation sont
largement suffisantes pour répondre au cahier de charges. La bande demandée est de 1
%, tandis que nous avons pour l’antenne 2.4 GHz une bande de 69 MHz (2.9 %) et pour
l’antenne 3.5 GHz une bande de 105 MHz (3 %). Notons que la simplicité est bien
conservée dans cette structure.
III.5 Réalisation de la maquette :
Afin de vérifier rapidement les caractéristiques simulées des antennes bande
étroite 2.4 et 3.5 GHz avant la fabrication, nous avons réalisé manuellement un
prototype pour chaque fréquence de résonance.
III.5.1 Etapes de réalisation :
Nous avons procédé comme ce qui suit :
32
¾ D’abord, nous avons pris une couche de FR4 métallisée de deux faces, l'une
constitue le plan de masse et l’autre est imprimée pour faire la ligne
d’alimentation.
¾ Un connecteur SMA a été soudé au bout de la ligne d’alimentation, au lieu qu’il
traverse le plan de masse pour réaliser le stub. Ceci a été ignoré parce que c’est
une simple réalisation dont le but est de vérifier rapidement la faisabilité d'une telle
solution.
¾ Les éléments rayonnants ou dipôles ont été découpés dans des plaques de cuivre
selon les dimensions obtenues par simulation. Leur épaisseur est de 0.3 mm.
¾ Enfin, vient la mousse. Comme son coefficient de permittivité est très proche de 1,
elle peut être assimilée à l’air. Mais elle est utilisée simplement pour soutenir le
dipôle en cuivre. L’épaisseur de cette couche a été ajustée manuellement à l’aide
d’un cutter.
Figure III.7 : Morceaux de mousse (HF 51 : εr = 1.05)
III.5.2 Résultats de réalisation :
Après que la réalisation des antennes a été terminée, nous avons mesuré leurs
différentes caractéristiques en utilisant l’analyseur de réseaux (voir Figure III. ?
). Nous
avons constaté que la fréquence centrale est décalée vers le bas, elle est diminuée d'environ
100 MHz . Ce décalage peut être expliqué par l’effet que le coefficient de permittivité relative
de la mousse n’est pas exactement identique à 1 comme il a été pris en simulation. En réalité,
il est légèrement supérieur (εr = 1.05).
33
La correction des deux exemplaires a été faite en raccourcissant les dipôles d'environ
1.5 mm, puis en jouant sur l’épaisseur de la mousse pour bien adapter les nouveaux éléments
rayonnants.
Alors, les résultats obtenus comparés à ceux obtenus par simulation sont :
¾ Antenne 3.5 GHz :
Figure III.8 : Antenne 3.5 GHz bande étroite réalisée
Fréquence Adaptation
Centrale
Simulation 3.488 GHz
-35 dB
Réalisation
3.54 GHz
-25 dB
Re(Zin)
Im(Zin)
| Zin |
51.32 Ω
-0.8 Ω
51.3 Ω
Bande à
-6 dB
106.5 MHz
48 Ω
4.8 Ω
48.2 Ω
85 MHz
Tableau III.3 : Comparaison entre les caractéristiques
simulées et mesurées pour l’antenne 3.5 GHz
¾ Antenne 2.4 GHz :
Figure III.9 : Antenne 2.4 GHz bande étroite réalisée
34
Fréquence Adaptation
Centrale
Simulation 2.46 GHz
-52 dB
49.7 Ω
Bande à
-6 dB
63.6 MHz
Réalisation 2.43 GHz
59.8 Ω
66.4 MHz
-17 dB
| Zin |
Tableau III.3 : Comparaison entre les caractéristiques
simulées et mesurées pour l’antenne 2.4 GHz
Alors, de cette façon et par cette méthode de réalisation manuelle, les résultats sont très
satisfaisants et la faisabilité, la simplicité et le bas coût de ces antennes sont démontrés.
III.6 Changement de cahier de charge :
Pour les antennes de transmission, nous avons vu qu’on a besoin de trois antennes
bande étroites pour trois fréquence : 2.4 GHz , 3.5 GHz , 5.7 GHz.
Au milieu de juin, un changement de cahier de charge a eu lieu.
La société SACET a changé ses normes et les antennes bande étroite 3.5 GHz et 5.7 GHz sont
devenues large bande.
Cette modification de cahier de charge a atteint seulement la bande passante : au lieu
de 1 % pour l’antenne 3.5 GHz et 5.7 GHz, elle est maintenant de 200 MHz (5.7 %) pour 3.5
GHz et 575 Mhz pour 5.7 GHz (10 %).
Pour cela, l’antenne 5.7 GHz bande étroite n’est pas simulée, tandis que nous avons
fait la simulation d’une antenne 5.7 GHz large bande, comme on verra après.
III.7 Conclusion :
Apres une phase bibliographique qui a englobé le cadre de mon stage, des rappels
théoriques et aussi les outils de mesures, j’ai commencé la conception des antennes bande
étroite.
J’ai conçu les deux antennes 2.4 GHz et 3.5 GHz. Les résultats obtenus par simulation
vérifient complètement le cahier de charge.
La faisabilité, la simplicité et le bas coût de ces antennes ont été démontrés par les
deux prototypes réalisés manuellement.
Un changement dans le cahier de charge nous poussé à concevoir une antenne 5.7
GHz large bande au lieu de l’antenne 5.7 GHz bande étroite.
Pour finir, l’étude des antennes large bande, les simulations faites et les différentes
techniques adoptées pour elles sont détaillées dans le chapitre suivant.
35
C
IV
H
A
P
SIMULATION DES
ANTENNES LARGE
BANDE
I
T
R
E
36
Chapitre
IV :Antennes
Simulation des Antennes
Bande
Chapitre IV : Simulation
des
LargeLarge
Bande
IV.1 Introduction :
Les simulations déjà effectuées pour les antennes bande étroite ont permis de bien
mettre en évidence l’effet des différents paramètres de l'antenne. Ceci va constituer la base
pour la conception des antennes large bande abordées dans ce chapitre.
Notons toutefois que leurs contraintes sévères imposées dans le cahier de charge, les
rendent plus difficiles à réaliser, avec des structures plus complexes.
Donc, nous avons maintenant à concevoir trois antennes qui résonnent respectivement
à 2.2 GHz, 3.5 GHz et 5.7 GHz. Leur difficulté apparaît dans la large bande – qui est de 200
MHz pour les 2.2 GHz et 3.5 GHz, et le maximum qu’on peut atteindre pour la 5.7 GHz –
avec, dans les trois cas, une polarisation rectiligne pure.
Nous avons adopté deux structures différentes, la première pour l’antenne 2.2 GHz et
la deuxième pour les antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz, ce qui justifie la division de ce chapitre en
deux grandes parties, chacune concerne une structure.
A : Antenne 2.2 GHz .
La conception de l’antenne 2.2 GHz a été lancée l’année dernière dans le cadre d'un
stage DEA [6]. L'objectif recherché ici est de compléter cette étude et d’améliorer la structure
déjà adoptée.
IV.A.1 Résumé de l'étude précédente :
La partie de ce stage concernant l’antenne 2.2 GHz large bande constitue la suite d’un
stage DEA de l’année dernière [6].
La structure qui a été choisie est à base de dipôles, de substrat FR4 seulement et
l’alimentation était le couplage par proximité.
Les structures qui ont été essayées sont :
1. structure deux couches à un seul dipôle,
2. structure deux couches à deux dipôles.
37
Chapitre IV : Simulation des Antennes Large Bande
Deux dipôles
Deux couches
diélectriques
Figure IV.1 : Structure deux couches - deux dipôles
Ces deux structures n’ont pas donné de résultats intéressants, pour une troisième a été
adoptée : trois couches - deux dipôles.
Éléments rayonnant
ε3
Ligne
microruban
d’alimentation
ε2
ε1
Plan de masse
Figure IV.2 : Structure trois couches - deux dipôles
Un réseau de dix éléments a été réalisé et les résultats sont [6] :

Bande passante à –10 dB : 80 MHz.

Ouverture de l’élément dans le réseau dans le plan H : ± 40°.

Gain : 2.5 dB.
IV.A.2 Structure adoptée :
En simulant les antennes bande étroite, nous sommes arrivés à une bande passante
maximale de 69.4 MHz à –6 dB pour l’antenne 2.4 GHz et une bande de 40 MHz à –10 dB,
ce qui est équivalent à 1.6 % de la fréquence centrale.
Tandis que la bande passante demandée pour l’antenne 2.2 GHz est de 180 MHz à –10
dB , ce qui est équivalent à 8 % de la fréquence centrale. Alors une structure à un seul dipôle
n’est pas valable pour remplir le cahier de charge.
38
IV.A.2.1 Structure trois couches - deux dipôles :
Cette structure consiste à monter deux résonateurs, l’un au dessus de l’autre. Ceux ci
résonnent à deux fréquences voisines, distantes d’une centaine de MHz dans le but d’obtenir
une bande équivalente plus large, formée de deux bandes élémentaires (Figure IV.3).
L’étude de cette structure n’était pas facile parce qu’elle possède beaucoup de
paramètres. Pour bien comprendre l’effet de chacun d’eux, nous avons effectué plus d’une
centaine de simulations. L’effet le plus difficile à comprendre était le couplage entre les deux
dipôles qui peut perturber totalement les résultats.
Les résultats obtenus par simulation ont été très bons et très proches de ce qui est
demandé dans le cahier de charge. Mais la bande passante est restée inférieure à 180 MHz à –
10 dB. Elle était de 148 MHz pour la même adaptation, ce qui est équivalent à 6.7 % de la
fréquence centrale.
Alors , nous étions obligés à chercher une autre structure qui était à quatre couchestrois dipôles.
Figure IV.3 : Bande passante de la structure trois couches - deux dipôles
IV.A.2.2 Structure quatre couches-trois dipôles :
39
Pour élargir la bande passante de l’antenne 2.2 GHz , nous avons pensé à ajouter un
troisième résonateur. Dans ce cas, on peut avoir trois résonances l’une à côté de l’autre et par
suite on récupérerait une bande beaucoup plus large.
En réalité, par cette structure, nous avons abouti à vérifier parfaitement le cahier de
charge mais en utilisant le troisième dipôle comme un élément parasite et non pas comme un
résonateur, comme on le verra après.
Enfin, nous avons proposé une nouvelle méthode d’alimentation, elle est expliquée
plus tard.
IV.A.2.3 Choix des différents éléments :
¾ Choix des dipôles :
Dans ce type d’antennes, on a des contraintes sévères en ce qui concerne la
polarisation. C’est une polarisation rectiligne pure. Pour cela, on n’a qu’à utiliser les
dipôles comme éléments rayonnants pour les raisons citées dans le paragraphe III.2.1.
¾ Choix de la structure multicouche :
Une des techniques d’élargissement de la bande passante est l’utilisation de deux
éléments rayonnants [13]. C’est pourquoi nous avons fait la simulation en montant
deux dipôles. Cette méthode a donné une bande quatre fois plus large (148 MHz à –10
dB) qu’avec un seul dipôle. Cependant, elle reste insuffisante.
Nous avons ajouté un troisième dipôle, au-dessus des deux premiers, en espérant
obtenir 3 résonances et par suite aboutir à une bande vérifiant le cahier de charge.
¾ Choix du substrat :
En utilisant une structure multicouche, l’épaisseur du substrat sera augmentée. Si le
coefficient de permittivité du substrat est élevé, alors on aura une forte perte
diélectrique qui affecte le gain. En outre, une grande valeur de εr augmente le
coefficient de réflexion S11 et par suite elle affaiblit l’adaptation.
Alors on a laissé le FR4 sous la ligne d’alimentation et la mousse, qui est assimilée à
l’air, comme support des trois dipôles.
¾ Choix de l’alimentation :
40
Les mesures de propagation des canaux sont très sensibles, d’où le besoin d’une
polarisation rectiligne très pure.
Mais la ligne d’alimentation possède son propre rayonnement parasite.
Une des méthodes proposées est l’alimentation par fente [10]:
De cette façon, le rayonnement de la ligne est rejeté en arrière. Mais cette méthode est
compliquée et demande beaucoup de temps pour l’étudier , ce qui dépasse largement
la durée de ce stage.
Ajoutons que la ligne d’alimentation, qui est en arrière, n’est pas masquée, alors son
rayonnement peut être réfléchi par n’importe quel obstacle, ce qui peut perturber
fortement la polarisation de l’antenne.
Figure IV.4 : Alimentation par fente
Alors, nous avons inventé une nouvelle structure d’alimentation.
En effet, d'après les simulations déjà effectuées pour les antennes bande étroite, nous
avons constaté que pour alimenter le dipôle, nous n’utilisons qu’une partie de la ligne
d’alimentation dont la longueur est la moitié de celle du dipôle (voir paragraphe III.3),
tandis que l’autre partie est utilisée comme stub.
C’est pour cela que nous avons essayé d’utiliser une ligne d’alimentation dont la
longueur est la moitié de celle du dipôle et cet essai a été couronné de succès.
Cette ligne doit être centrée sous les dipôles, sa largeur relativement étroite la fait
masquée par les patchs au-dessus d’elle. Ainsi, son rayonnement parasite et la perte
par ce rayonnement sont éliminés.
Notons qu’elle doit être liée au câble coaxial par une sonde à travers le plan de masse.
Cette sonde est soudée au bout de la ligne et non pas à son milieu, car sinon on aura
deux courants opposés et le rayonnement sera minimisé.
41
Sonde
Ligne d’alimentation centrée
sous le dipôle
Figure IV.5 : Nouvelle structure d’alimentation
utilisée pour éliminer le rayonnement parasite
IV.A.3 Optimisation des paramètres :
La structure est formée :

d’un plan de masse,

d’une couche diélectrique FR4 ,

d’une ligne d’alimentation,

de trois dipôles l’un au-dessous de l’autre,

de trois couches de mousse constituants les supports des trois dipôles.
Nous allons utiliser la même nomenclature des paramètres déjà cités dans le chapitre
précédent et les paramètres additifs sont donnés par la Figure IV.6 et le Tableau IV.1.
Dipôle 2
H2
Dipôle 1
H1
Dipôle 0
m
H
Figure IV.6 : Paramètres de la structure
quatre couche trois dipôles
42
longueur
largeur
Alimentation
m
V
Dipole 0
L
W
Dipole 1
L1
W1
Dipole 2
L2
W2
Tableau IV.1 : Paramètres de la structure
quatre couche trois dipôles
¾ Paramètre m :
Comme nous l 'avons vu dans le Paragraphe IV.A.2.3, m vaut la moitié de L :
m = L / 2.
¾ Paramètres V et h :
Ils sont calculés de la même façon que dans le paragraphe III.3 et ils ont les mêmes
valeurs.
¾ Paramètres L, L1 et L2 :
Ces trois longueurs doivent être déterminées de façon à donner une bande passante
centrée sur la fréquence de résonance 2.2 GHz.
Lorsque le dipôle 0 de longueur L, isolé, résonne à une fréquence f0 , alors sa
résonance lors de l’existence des deux autres dipôles sera décalée par l’effet de
couplage entre eux. Donc, il n’y a que la méthode itérative pour déterminer ces
trois longueurs.
Ajoutons que pour ne pas masquer le rayonnement des dipôles qui sont en dessous
par les dipôles qui sont au-dessus, il faut prendre [13]: L > L1 > L2.
Surtout, les deux bornes du dipôle 0 ne doivent pas être masquées par les autres
dipôles, et de même pour le dipôle 1, ses bornes doivent ne pas être masquées par
le dipôle 2, (voir Figure IV.7).
43
Mauvaise structure
Bonne structure
Ligne
d’alimentation
Bornes du dipôle 0
Figure IV.7 : Dimensions et positions
relatives des dipôles
¾ Paramètres W, W1 et W2 :
Pour que les trois dipôles puissent être alimentés, il faut que : W < W1 < W2.
Sinon, les dipôles qui sont en haut ne seront pas alimentés et l’antenne ne
fonctionnera pas.
IV.A.4 Simulation :
Toujours, l’optimisation des paramètres se fait par analyse des résultats de
simulations successives afin d’aboutir finalement aux meilleurs résultats.
Pour l’antenne 2.2 GHz, les résultats obtenus sont groupés dans le tableau IV.2 et les
Figures IV.8 et IV.9.
f0
Bande à –10
dB
Ouverture
Gain max.
2181 MHz
199 MHz
46°
8.861 dB
Adaptation
dans la
bande
De –12 dB
à
-23 dB
Tableau IV.2 : Résultats numériques de
simulation
44
Figure IV.8 : Bande de l’antenne 2.2 GHz
Elément isolé
Figure IV.9 : Ouverture de l’antenne 2.2 GHz
Elément isolé
45
Les valeurs numériques correspondant à ces résultats sont données dans le tableau IV.3.
L
61 mm
L1
59 mm
L2
57 mm
W
6 mm
W1
12 mm
W2
15 mm
H
H1
1.5 mm 3.7 mm
H2
4.2 mm
Tableau IV.3 : Valeurs numériques des
paramètres de l’antenne 2.2 GHz
IV.A.5 Interprétation des résultats :
En comparant les caractéristiques des antennes simulées à celles données par le cahier
de charge, on voit clairement que les contraintes sont bien vérifiées, même pour l’ouverture.
En effet, l’ouverture demandée de ± 60° est pour l’antenne placée dans un réseau
d’antennes, tandis que celle mentionnée dans le tableau IV.2 est pour l’antenne isolée.
L’ouverture pour un réseau de cinq antennes est donnée sur la figure IV.10.
Figure IV.10 : Ouverture de l’antenne 2.2 GHz :
Réseau de cinq éléments
Alors, cette ouverture est de ± 60° pour cinq éléments, donc pour un réseau de 8
éléments, va être sûrement plus grande.
Ajoutons qu’en observant le gain à différentes fréquences dans la bande passante, nous
avons vu une variation maximale de 0.2 dB, au moment où le gain est supérieur à 8 dB
(variation de 2.5 %), donc nous pouvons dire que le gain est constant dans la bande passante.
46
Finalement, cette antenne vérifie parfaitement le cahier de charge. On verra plus loin
les résultats de la réalisation.
B - Antennes 3.5 GHz et 5.7GHz large bande
Comme nous avons vu dans le cahier de charge, ce type d'antennes exige des bandes
passantes de 200 MHz. Ce qui correspond à 9.1 % pour la fréquence 2.2 GHz, 5.7 % pour la
fréquence 3.5 GHz et une bande la plus large possible pour l’antenne 5.7 GHz.
Donc l'antenne la plus difficile à concevoir, c’était l’antenne 2.2 GHz qui correspond
au pourcentage le plus élevé, pour cela sa structure était bien compliquée.
Toutefois, nous constatons qu’avec une structure trois couches-deux dipôles, nous
sommes arrivés à une bande de 148 MHz pour l’antenne 2.2 GHz, ce qui est équivalent à 6.7
%. Par conséquent, nous avons décidé de compléter les essais de simulation avec cette
structure pour les fréquences 3.5 GHz et 5.7 GHz large bande.
Ces simulations vérifient largement le cahier de charge.
IV.B.1 Structure adoptée :
C’est une structure trois couches-deux dipôles, (voir Figure IV.11), elle comporte :
deux dipôles, l’un au-dessus de l’autre,
la même alimentation utilisée pour l’antenne 2.2 GHz large bande (voir
paragraphe IV.A.2.3),
une couche de FR4,
deux couches de mousse supportant les deux dipôles.
L’élargissement de la bande passante pour ces antennes est réalisé en créant deux
résonances l’une à côté de l’autre.
47
Figure IV.11 : Structure des antennes 3.5 GHz
et 5.7 GHz large bande
IV.B.2 Paramètres :
En éliminant le dipôle de la structure de l’antenne 2.2 GHz et ses paramètres L2, W2
et H2, on aura les mêmes paramètres que pour les antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz large bande.
Ils ont les mêmes propriétés et la même description.
IV.B.3 Simulation :
Le tableau IV.4 donne les résultats des simulations des deux antennes, (voir Figures
IV.12-15).
f0
Bande à –10 dB
Ouverture
Adaptation
Gainmax
3500 MHz
335 MHz
± 46°
-15 dB
8.7 dB
5700 MHz
733 MHz
± 47°
-20 dB
8.6 dB
Tableau IV.4 : Résultats de simulation des antennes 3.5 GHz et 5.7 GHz
Elément isolé
48
Elément isolé
Elément isolé
49
Elément isolé
Les valeurs numériques des différents paramètres donnant ces résultats sont groupées
dans le tableau IV.5.
f0
H
H1
W
W1
L
L1
3.5 GHz
1.45 mm
5 mm
4 mm
8 mm
38 mm
35.7 mm
5.7 GHz
1.3 mm
4 mm
3 mm
6 mm
22.8 mm
20.8 mm
Tableau IV.5 : Valeurs
numériques des paramètres de 3.5
50
IV.B.4 Interprétation des résultats :
Les résultats obtenus sont biens et surtout ceux des bandes passantes.
En utilisant la même structure pour la fréquence 2.2 GHz, la bande passante maximale
atteinte est de 6.7 % à –10 dB. Tandis que celle à 3.5 GHz est de 10 % et à 5.7 GHz est de 13
%, bien sûr à – 10 dB.
Cela peut être expliqué par l’effet que la largeur relative de la ligne d’alimentation
augmente, c.à.d. que le rapport de la largeur de la ligne d’alimentation sur la largeur des
dipôles augmente.
Alors au lieu d’obtenir une bande passante de 200 MHz à 3.5 GHz pour répondre au
cahier de charge, nous avons maintenant 335 MHz, et pour l’antenne 5.7 GHz une bande de
734 MHz ce qui permet de les utiliser simultanément dans deux applications : HIPERLAN2
indoor et outdoor.
Notons que dans cette structure, si on veut améliorer l’adaptation, c.à.d. diminuer le
coefficient de réflexion), alors on va perdre sur la largeur de la bande, (voir Figure IV.16).
51
Figure IV.16 : Antenne 3.5 GHz à large bande et à
adaptation limitée
Finalement, nous pouvons noter que les résultats obtenus par simulation sont
largement suffisants pour remplir les conditions du cahier de charge.
IV.B.5 Conclusion :
Parmi les antennes large bande, la plus difficile est celle qui résonne à 2.2 GHz, ce qui
justifie la grande complexité de sa structure. Tandis que les autres antennes 3.5 GHz et 5.7
GHz restent plus simples malgré leurs complexités.
Nous avons vu que dans de telles structures, le nombre des paramètres à régler est plus
grand et par suite l’optimisation est plus difficile. Malgré cette difficulté, nous sommes
arrivés à les optimiser et les résultats obtenus sont très satisfaisants et remplissent largement
les conditions du cahier de charge.
52
Finalement, il reste à visualiser la réalisation et ses résultats, ce qui constituent
l’objectif du chapitre suivant.
53
C
V
H
A
P
REALISATION DES
ANTENNES LARGE
BANDE
I
T
R
E
54
Chapitre V : Réalisation
des Antennes à à
Large
Bande
CHAPITRE V : Réalisation
des Antennes
Large
Bande
V.1 Introduction :
Nous avons vu dans le chapitre IV que les résultats obtenus par simulation vérifient
parfaitement le cahier de charge. Alors, il ne reste plus qu'à réaliser les antennes et les valider
par des mesures.
Dans cet objectif, nous sommes passés par quatre étapes : l’étape de fabrication des
antennes, l’étape de mesures avec l'analyseur de réseaux, l’étape de correction et l’étape de
mesures du diagramme du rayonnement dans la chambre anéchoïde.
Notons que l’étape de correction nous a obligés de répéter les deux premières étapes
plusieurs fois.
Ce chapitre décrit ces différentes étapes et présente les différents résultats obtenus.
Mais pour commencer, nous allons rappeler les caractéristiques des différents appareils de
mesure utilisés.
V.2 Appareils de mesure :
V.2.1 Analyseur de réseaux :
L’analyseur de réseaux sert à mesurer les paramètres S de l’antenne (voir le
Paragraphe II.2).
L’appareil utilisé est le HP8573D qui permet des mesures de 30 KHz jusqu’à 6 GHz.
Cette bande couvre les bandes GSM, DCS, UMTS, WLAN, HIPERLAN/2 et ISM…
Dans la majorité des cas, l’antenne est liée à l’analyseur de réseaux à travers des
câbles et des connecteurs (Figure V.1) qui rajoutent au signal un affaiblissement et un
déphasage. Alors, il faut éliminer l’influence de cette liaison. L’opération qui permet
d’éliminer les erreurs systématiques dues aux câbles et à l’analyseur est appelée calibrage ou
étalonnage. C’est une opération classique mais néanmoins indispensable qui permet de
compenser les erreurs par égalisation. Elle se fait en liant au bout de la liaison, au lieu de
l’antenne, une charge assimilée à un circuit ouvert, une charge de 50 Ω et enfin un court
circuit.
55
Chapitre V : Réalisation des Antennes à Large Bande
Lecteur de
disquette
Antenne
Câble à
compenser
Figure V.1 : Analyseur de réseaux
V.2.2 Chambre anéchoïde :
L’utilité de la chambre anéchoïde réside dans l’absorption de tous les trajets multiples.
Dans cette situation, le diagramme de rayonnement de l’antenne peut être mesuré en
s'approchant des conditions de propagation en espace libre. Ainsi, le signal capté est dû
seulement au chemin direct.
Généralement, les trajets multiples sont causés par des réflexions sur les différents
obstacles existants autour de l’antenne. Pour les éviter, les six côtés de la chambre anéchoïde
sont couverts par des absorbants ayant la forme pyramidale (FigureV.2 et V.3). Ces derniers
sont serrés les uns aux autres, leurs sommets sont distants de λ/2 où λ est la longueur d’onde
de la plus petite fréquence mesurable dans la chambre. Alors chaque chambre anéchoïde est
destinée à une bande bien limitée.
56
Figure V.2 : Chambre anéchoïde
Figure V.3 : Pyramides absorbants
V.2.3 Manipulation et appareillage de mesure :
V.2.3.1 Mesure du coefficient de réflexion :
57
Cette mesure se fait au laboratoire en utilisant l’analyseur de réseaux. Les
étapes de mesures sont les suivantes :

Choisir la bande de fréquence dans laquelle nous allons faire la mesure, par
exemple : une bande centrée sur 2.2 GHz et de 500 MHz de largeur.

On monte les liaisons (câbles, connecteurs..) nécessaires pour connecter
l’antenne et faire le calibrage

On lie l’antenne à la liaison et on voit directement le coefficient de réflexion en
fonction de la fréquence.
Toutefois, on peut choisir le format avec lequel le coefficient de réflexion sera
affiché, par exemple : format logarithmique, amplitude, phase, Abaque de Smith..
L’analyseur est relié à une imprimante et dispose d'un lecteur de disquette où on
peut enregistrer les résultats (Figure V.1).
V.2.3.2 Mesure du diagramme de rayonnement :
Cette mesure se fait en ne considérant que le chemin direct et en éliminant tous les
trajets multiples. Elle s’effectue dans la chambre anéchoïde.
Le matériel utilisé pour cette mesure comporte :

une antenne (cornet) d’émission de polarisation rectiligne pure,

une antenne à caractériser, fixée sur le positionneur,

le positionneur qui peut faire pivoter l’antenne de 360° en azimut et il peut la
faire déplacer dans le plan OXY (plan horizontal),

Le pilote du positionneur : C’est la boîte électronique à travers laquelle on
commande le positionneur.

une chaîne d’acquisition (Figure V.4), liée aux deux antennes par des câbles et
constituée d'un ordinateur et d'un analyseur de réseaux.
Le PC est connecté à l’analyseur et au pilote à travers un port GPIB. Il contrôle la
position de l’antenne à travers le pilote et l’acquisition à travers l’analyseur. Dans ce but, un
programme a été fait sur le logiciel CVI.
58
Pilote
Ordinateur
Analyseur
des réseaux
Figure V.4 : Chaîne d’acquisition
Ainsi, on peut obtenir deux diagrammes de rayonnement :

Le diagramme de rayonnement principal correspondant à une position des
antennes pour laquelle les positions principales des champs de chaque antenne
sont dans le même plan.

Le diagramme de rayonnement en polarisation croisée correspondant à une
position des antennes pour laquelle leurs polarisations principales sont
perpendiculaires.
C’est dans la position croisée qu’on doit minimiser le signal reçu par l’antenne en test,
parce que l’absence de la polarisation croisée indique que la polarisation de l’antenne est
rectiligne pure.
V.3 Défauts de réalisation :
Quand nous sommes arrivés à la réalisation, nous avons été confrontés à quelques
problèmes, qui sont dus principalement à la différence entre la simulation purement théorique
et ses paramètres approximatifs, et les paramètres effectifs des éléments utilisés.
Parmi ces différences, on peut citer les points suivants :

En simulation, on ne peut pas fixer les dimensions des plans de masse et des
diéléctrique, elles sont imposées par le logiciel comme infinies, tandis qu’en
59
réalité elles sont bien limitées. Leurs largeurs sont légèrement inférieures à
λ0/2 et leurs longueurs sont à peu près égales à λ0.

Les dipôles dans la simulation sont des plans matériels c.à.d. ils n’ont pas
d’épaisseur. Les dipôles utilisés ont une épaisseur de 140 μm. Ceci affecte la
fréquence centrale et cause un décalage de la bande. Cela se traduit aussi par
une désadaptation de l’antenne.

En simulation, nous avons considéré la mousse comme de l’air, en prenant son
coefficient de permittivité relative égale à l’unité et en négligeant ses pertes.
Ajoutons les défauts mécaniques des matériaux, la tolérance de la machine de la
fabrication et les conditions de fabrication (ondulation de la surface de la mousse, dilatation
par chaleur du cuivre pendant le découpage des dipôles). Et n’oublions pas l’incertitude
propre aux appareils de mesure.
Tout ça, et en rappelant que les structures utilisées sont sensibles à 50 μm près,
explique le décalage et la désadaptation qu’on peut obtenir pour les premiers essais et les
difficultés qu’on a trouvées pour les corrections.
V.4 Réalisation de l’antenne 2.2 GHz :
D’abord, nous avons commencé par la réalisation de l’antenne 2.2 GHz. Pour
compenser l’épaisseur des dipôles, nous avons appliqué les valeurs obtenues par
simulation au milieu des épaisseurs des dipôles.
Le premier prototype (Figure V.5) a donné la bande montrée dans la (Figure
V.6)
Plan de masse
Connecteur SMA
Figure V.5 : Antenne 2.2 GHz
60
Figure V.6 : Résultat du premier essai à 2.2 GHz:
Bande désadaptée et décalée
La Figure V.5 montre une bande décalée avec une mauvaise adaptation. En
effet, elle est centrée sur 2050 MHz au lieu de 2200 MHz et le coefficient de réflexion
dans la bande arrive jusqu’à –7 dB seulement au lieu de –13 dB comme dans la
simulation.
Pour cela, nous avons effectué une autre simulation avec les mêmes dimensions
mais en mettant εr de la mousse égale à 1.05 , la valeur réelle, au lieu de 1, la valeur
approximative choisie initialement. Le résultat est un décalage de 60 MHz de la
fréquence 2.2 GHz vers le bas, soit une fréquence centrale de 2140 MHz. Alors entre
la simulation et la réalisation, nous avons un décalage de 90 MHz vers le bas.
V.4.1 Correction :
Le Paragraphe II.4.3 montre que la longueur électrique du dipôle doit être
égale à la longueur d’onde dans le substrat divisé par deux :
L + ΔL =
λg
2
Pour compenser un décalage de fréquence, il faut faire varier la longueur du
dipôle en l’allongeant ou en le raccourcissant selon le sens du décalage.
61
Dans notre cas, pour augmenter la fréquence de résonance, il faut raccourcir les
dipôles.
En ce qui concerne l’adaptation, nous avons vu dans le Paragraphe IV.A.3 que
tous les paramètres sont optimisés, il ne reste qu'à jouer sur l’épaisseur des substrats
séparant les différentes couches métalliques. Ceci affecte directement le couplage entre
les dipôles et leurs alimentations.
Lors de la correction de cette antenne, nous avons abouti finalement, après
plusieurs essais, à une antenne assurant une bande qui couvre la bande demandée par
le cahier de charge, avec une bonne adaptation car la réflexion atteint–16 dB.
Ses caractéristiques sont données dans les Figures V.6, V.7, V.8 et elles sont
comparées aux résultats de simulation dans le Tableau V.1.
Figure V.7 : Gain en fonction de la fréquence
(antenne 2.2 GHz)
62
Figure V.8 : Ouverture dans le plan H et E
(antenne 2.2 GHz)
2 résonances
Figure V.9 : Bande passante à –10 dB
(antenne 2.2 GHz)
63
f0
Simulation
Réalisation
2181
MHz
2207
MHz
Gainmax
Ouverture*
Bande
8.861 dB
± 46°
199 MHz
6.54 dB
± 54°
212 MHz
* ouverture dans le plan H
Tableau V.1 : Comparaison entre les caractéristiques de
simulation et de réalisation (antenne 2.2 GHz)
V.4.2 Interprétation des résultats :
La bande demandée dans le cahier de charge est de 180 MHz centrée sur 2.2 GHz,
donc elle doit commencer à 2110 MHz pour aller jusqu'à 2290 MHz. La Figure V.8 montre
que la bande obtenue qui est de 212 MHz commence à 2101 MHz et se termine à 2313 MHz.
La réflexion dans cette bande est à –10 dB, alors il est clair qu’elle vérifie bien le cahier de
charge.
L’ouverture de l’antenne réalisée dans le plan H est de ± 54° au lieu de ± 46° en
simulation. Ce résultat concerne l’antenne isolée, alors dans un réseau on peut espérer aboutir
facilement à ± 60° pour remplir le cahier de charge (voir Paragraphe IV.B.4).
En ce qui concerne l’adaptation, l’antenne réalisée est adaptée et la réflexion est à –16
dB donc mieux qu'en simulation qui donnait une réflexion à –13 dB.
Mais le gain est de 6.5 dB au lieu de 8.8 dB par simulation, cet écart peut s'expliquer
par les pertes dans la mousse et le cuivre, et de plus l’ouverture est plus grande. Alors cette
chute du gain est prévisible mais ne constitue pas un problème car le cahier de charge exige
un gain supérieur à 1 (0 dB). Notons que la variation de gain dans la bande peut être
compensable par logiciel, elle est seulement de 1.4 dB au maximum.
Les paramètres de réalisation comparés avec ceux de simulations sont donnés dans le
Tableau V.2.
L
L1
L2
H
H1
H2
Simulation
61 mm
59 mm
57 mm
1.5 mm
3.7 mm
4.2 mm
Réalisation
57.5 mm
55.5 mm
53.5 mm
1.44 mm
3.14 mm
5.02
Tableau V.2 : Comparaison entre les paramètres de
64
Nous voyons bien la grande différence entre les deux. Cette différence est due
principalement à l’épaisseur du cuivre et aux caractéristiques effectives de la mousse (voir
Paragraphe V.3). Cette différence met en relief les difficultés qu’on a trouvées pour la
correction.
Notons que cette correction, bien sûr, se base sur le même principe théorique qu’on a
adopté dans la simulation (couplage, alimentation…), dans laquelle on cherche à aboutir à
deux résonances équivalentes ce qui donne le maximum de bande passante (Figure V.8).
V.5 Réalisation de l’antenne 3.5 GHz :
La réalisation de l’antenne 3.5 GHz est plus facile que celle de l’antenne 2.2 GHz en
terme de correction, car elle a moins de paramètre à corriger.
En effet, le premier essai (Figure V.10) a donné une bande excellente à –10 dB mais le
seul problème est le décalage (Figure V.11). Mais nous n’avons pas eu le temps pour la
recentrer à 3.5 GHz. Notons que le décalage peut être corrigé en raccourcissant les dipôles, et
s’il ya une male adaptation, elle peut être corrigée en jouant sur les épaisseurs des couches
diéléctriques.
Figure V.10 : Antenne 3.5 GHz
Les paramètres de l’antenne réalisée sont les mêmes que pour la simulation. Les
caractéristiques de cette antenne sont données par les Figures V.10, V.11,V.12, et elles sont
comparées avec celles simulées dans le Tableau V.3.
65
Figure V.11 : Bande passante à –10 dB
(antenne 3.5 GHz)
Figure V.12 : Gain des polarisations principale et croisée
en fonction de la fréquence (antenne 3.5 GHz)
66
Figure V.13 : Ouverture dans le plan E et H
(antenne 3.5 GHz)
Simulation
f0
Gainmax
Ouverture*
Bande
3500 MHz
8.7 dB
± 46°
335 MHz
7 dB
± 45°
344 MHz
Réalisation
3381 MHz
* ouverture dans le plan H
Tableau V.3 : Comparaison entre les caractéristiques de
L’ouverture dans le plan H est de ± 45° pour l’antenne isolée, alors lorsqu’elle est
dans un réseau, une ouverture de ± 60° sera atteinte.
La polarisation croisée est rejetée à –21 dB dans le plan H et à –25 dB dans le plan E,
donc la polarisation principale est rectiligne pure.
Alors, toutes les caractéristiques vérifient complètement le cahier de charge sauf la
fréquence centrale qui est décalée vers le bas. On peut la corriger en raccourcissant les dipôles
de 1 mm près, mais cette variation des longueurs des dipôles peut entraîner une mauvaise
adaptation de l’ouverture, alors il faut jouer sur les épaisseurs des couches de substrat pour
qu’elle soit adaptée.
67
V.6 Conclusion :
Après que nous avons obtenu par simulation de bons résultats qui vérifient le cahier de
charge, nous sommes passés à la réalisation de ces antennes.
Dans ce chapitre, nous avons vu les outils de mesures utilisés comme l’analyseur de
réseaux, la chambre anéchoïde et tout l’équipement utilisé.
Les résultats obtenus par cette réalisation pour l’antenne 2.2 GHz vérifient
complètement et parfaitement le cahier de charge tandis que pour l’antenne 3.5 GHz le seul
défaut est le décalage de la fréquence centrale et toutes les autres caractéristiques obéissent au
cahier de charge. Ce décalage peut être corrigé facilement mais n’a pas été fait par manque de
temps.
68
CONCLUSION
GENERALE
69
CONCLUSION GENERALE
CONCLUSION GENERALE
Les futurs systèmes de télécommunication sans fil mettront en oeuvre des réseaux
d’antennes adaptatives. Grâce à l’apparition de nouvelles méthodes d’accès telles que le
SDMA (Spatial Division Multiple Access), ces antennes intelligentes réponderont
à
l’évolution rapide de ces systèmes et aux besoins multimédia.
Pour les implanter, il est nécessaire de modéliser les canaux multicapteurs moyennant
un simulateur. Ce qui nécessite un sondeur pour relever les caractéristiques spatio-temporelles
de ces canaux.
Une partie de mon stage s’inscrit dans le projet RNRT SIMPAA (SImulateur Matériel
de Propagation pour Antennes Adaptatives) dont le but est l’étude et la réalisation d’un
simulateur pour modéliser les canaux multicapteurs. Cette partie consiste à concevoir et à
réaliser des antennes à large bande et de polarisation rectiligne pure en vue de les utiliser pour
le sondeur.
L’autre partie de ce stage s’inscrit dans le cadre du projet régional Accès RadioANVAR en collaboration avec la société SACET. Son but est de réaliser des antennes pour la
transmission de données binaires.
La technologie des antennes imprimées présente beaucoup d’avantages et elle
convient à notre cahier de charge, pour cela elle a été choisie comme la base des structures de
ces antennes.
Nous avons à réaliser deux types d’antennes : Une antenne à bande étroite qui résonne
à 2.4 GHz et d’autres antennes à large bande passante et qui résonnent à 2.2 GHz , 3.5 GHz et
5.7 GHz. Celles résonnant à 2.2 GHz et 3.5 GHz ont une bande de 200 MHz et celle qui
résonne à 5.7 GHz doit avoir le maximum de la largeur de bande qu’on peut atteindre.
La plus difficile à réaliser était l’antenne 2.2 GHz. Celle-ci possède la structure la plus
complexe. La polarisation rectiligne pure était une contrainte principale. Pour l’assurer, les
dipôles ont constitué les éléments rayonnants. En tenant compte de la bande étroite des
dipôles, nous étions obligés de chercher une nouvelle structure tout en conservant les dipôles
comme éléments rayonnants. Nous avons proposé une structure quatre couches-trois dipôles
dans le but d’obtenir trois résonances proches pour augmenter la bande passante.
Malgré la grande difficulté qu’on a trouvée dans la simulation et dans la réalisation à
cause du grand nombre de paramètres qu’on a eu à optimiser, les antennes répondent à touts
les contraintes exigées.
Pour concevoir nos antennes, une nouvelle structure d’antennes et une nouvelle
méthode d’alimentation.ont été réalisées.
70
CONCLUSION GENERALE
Vue la courte durée de ce stage (4 mois), nous n’avions pas assez de temps pour faire
la caractérisation de touts les antennes conçues, pour cela, c’est seulement pour les deux
antennes 2.2 GHz et 3.5 GHz que la caractérisation a été faite.
Le prolongement de ce travail peut se faire suivant deux axes :
Le premier est de compléter l’étude sur l’antenne 2.2 GHz pour atteindre une bande
encore plus large et pour la modéliser. En effet, dans sa structure actuelle, il y a trois dipôles.
Comme le troisième dipôle est masquée par les deux autres, et parsuite mal alimenté, il
possède une bande étroite. L’idée proposée est de faire une fente dans le deuxième dipôle à
travers laquelle le troisième sera alimenté.
Le deuxième axe consiste à effectuer des mesures de phase sur les sources
élémentaires, ainsi que les mesures des différentes caractéristiques en bout de bande.
Toutefois pour optimiser les performances de ces réseaux, l’idée est de modéliser la source
élémentaire dans son environnement réseau. Des outils de simulation, tels que la méthode des
Différences Finies dans le Domaine Temps (FDTD), permettent d’observer ces effets réseau
et de déterminer des solutions (écart entre les sources, dimensionnement et positionnement
des éléments rayonnants…) afin de réduire les variations d’amplitude et de phase des
diagrammes de rayonnement.
Sur le plan personnel, cette expérience professionnelle m’a permis d’approfondir les
techniques acquises au cours de ma formation.
En conclusion, ce sujet fort intéressant a couvert à la fois le domaine des
communications mobiles et celui des réseaux locaux sans fil (UMTS, WLAN et WLL). Il
pourra être transposé à d’autres bandes de fréquences et d’autres applications.
71
ANNEXES
72
ANNEXE 1
ANVAR
: Agence Nationale pour VAlorisation de recherche.
INSA
: Institue Nationale des Sciences Appliquées.
ISM
: Industriel System Mobile.
LCST
: Laboratoire Composants et Systèmes pour Télécommunication.
MIMO
: Multiple Input Multiple Output.
RNRT
: Réseau National de la Recherche en Télécommunications.
SDMA
: Space Division Multiple Access.
SIMPAA : SImulateur Matériel de Propagation pour Antennes Adaptatives.
UMTS
: Universal Mobile Telecommunication Systems.
WLAN
: Wireless Local Area Network
73
ANNEXE 2
Principales méthodes d'alimentation des antennes imprimées (1)
74
Principales méthodes d'alimentation des antennes imprimées (2)
75
BIBLIOGRAPHIE
76
BIBLIOGRAPHIE
BIBLIOGRAPHIE
[1] Sandra GALLIOU
Rapport de Stage : Etude et Validation de Méthodes Hautes Résolutions
Bidimensionnelles pour la Determination des Directions d’Arrivées du Champ
Radioelectrique.
CENT - Juin 1999
[2]
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Rapport de Thèse : Caractérisation et Modélisation de la Propagation à l’Interieur des
Batiments dans les Bandes de 450 – 900 – 1800 – 2400 – 5800 MHz.
INSA de Rennes – Mai 2000
[3] Mostafa TAJANI
Rapport de Thèse : Egalisation Adaptative de Multi-Trajet dans des Liaisons de
Télémesure à Haut Débit.
Ecole Doctorale Science pour l’ Ingénieur de Nantes- Janvier 1996
[4]
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No. 1, january 1974 and AP-31, No. 6, Part II, Novembre 1983.
[5] Thomas QUINIOU
Rapport de Thèse: Conception et Réalisation de Sondeurs Spatio-Temporels du Canal à
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INSA de Rennes – Février 2001
[6] Patrice VERSIN
Rapport de Stage : Conception d’un Réseau d’Antennes Imprimées pour un Sondeur
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INSA de Rennes – Juin 2001
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Université Libanaise – Faculté de Génie – Branche 1
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[11] D. M. Pozar, “Microstrip Antennas,” Proc.IEEE, Vol. 80,No. 1, pp. 79-80, Jannuary
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[21] D. M. Pozar
Microwave Engeneering
[22] J. R. James, P. S. Hall and Wood
Microstrip Antenna : Theory and Design
78