1ère journée des Doctorants de l`Institut d`Electronique et de

1ère journée des Doctorants
de l’Institut d’Electronique et de
Télécommunications de Rennes
20 Juin 2007
Espace des Technologies Innovantes de l’Université de Rennes 1
Session 1
Communications Propagation Radar
Communications UWB-MIMO par retournement temporel
I.H.Naqvi
Groupe Propagation
[email protected] tél. 02 23 23 87 42
Il s’agit d’étudier une méthode de communication originale, souple et sécurisée qui exploite tout à
la fois les chemins multiples créés par le milieu de propagation (pour une fréquence donnée de la
bande passante) comme dans les techniques MIMO (Multiple Input-Multiple Output) et un spectre
large, comme ceux manipulés en UWB (Ultra Wide Band). Cette méthode est fondée sur le principe
du retournement temporel (RT) qui a déjà été largement éprouvé en acoustique [1].
I. Communication par retournement temporel:
Une impulsion brève émise d’un point source se propage dans un milieu invariant dans le temps;
une partie de cette onde est enregistrée par un ensemble de capteurs, numérisée, retournée
temporellement, et renvoyée dans le milieu de propagation. L’onde revit alors les étapes antérieures de
sa vie et re-converge sur sa source en y reformant une impulsion brève. Ce procédé fonctionne même
dans un milieu très réverbérant. Plus encore, il tire parti de la réverbération pour focaliser l’onde avec
une résolution spatiale meilleure que celle obtenue lorsque le milieu de propagation est purement
homogène.
Il s’agit d’une technique qui, non seulement compense les réverbérations du milieu et assure une
transmission sécurisée de l’information mais qui, plus encore, exploite la diversité spatiale en
réception pour augmenter le débit.
II. Travail déjà effectué
Des mesures dans les domaines fréquentiel et temporel sont faites indoor et dans une chambre
réverbérante afin de caractériser la réponse impulsionnelle du canal. Une fois le canal est mesuré, on
peut l'utiliser pour simuler des communications UWB en se basant sur la technique RT. A partir des
resultats de simulation nous pouvons constater que:
 Le gain de focalisation (le rapport de puissance crête reçue avec et sans RT) augmente avec la
bande passante dans la chambre réverbérante.
 La tache focale spatiale est autour de 5cm.
 Si le filtre de transmission est modifié en utilisant un opérateur de permutation circulaire, le
rapport signal à interférence et la qualité de communication dans un environnement multiutilisateur s'améliorent [2].
 Par contre la puissance crête se trouve réduite en appliquant l’opérateur de permutation
circulaire.
III. Travail pour le futur:
 Simulation pour des évaluations de performances pour une communication RT multiutilisateur avec et sans permutation circulaire.
 Recherche de nouvelles méthodes pour l’amélioration des performances.
 Etude et faisabilité de la réalisation matérielle d’un système de communication RT.
 Rechercher de possibilité d’implémentation de ce système avec différente combinaison de
communication MIMO.
Références:
[1] M. Fink, “Time-reversed acoustic”, Scientific Amer., pp. 6773, Nov.1999.
[2] H. T. Nguyen,I. Z. Kovcs,P. C.F. Eggers, “A Time Reversal Transmission Approach for Multiuser UWB
Communications”, IEEE Transactions On Antennas and Propagation, VOL. 54, NO. 11, November 2006.
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Modulation multiporteuse à spectre étalé avec estimation de canal avec pilote étalé
appliquée à la norme DVB-T
Pierre Oudomsack Pasquero, Matthieu Crussière
Groupe Communication Propagation Radar
[email protected]
Après l’avènement et le déploiement pour le grand public de la Télévision Numérique de Terre (TNT),
répondant en Europe à la norme DVB-T, la télévision numérique vers les mobiles suscite aujourd’hui
l’intérêt le plus vif des diffuseurs traditionnels de la télévision, mais aussi des opérateurs de téléphonie
mobile. Cette thèse s’inscrit dans le cadre du projet européen B21C (Broadcasting 21st Century) dont
l’un des objectifs est de proposer une nouvelle norme DVB-T2. La 1ère phase de cette thèse était de
simuler une chaîne de transmission DVB-T [1] basée sur la modulation OFDM. La phase suivante, qui
est en cours, est d’insérer une fonction d’étalement avant la modulation OFDM.
I. Modulation multiporteuse à spectre étalé (MC-SS)
A la différence des modulations multiporteuses classiques, la technique MC-SS consiste à étaler
chaque symbole à l’aide d’une FHT (Fast Hadamard Transform) d’une longueur L=2n, n∈N, avant
d’effectuer la IFFT (Inverse Fast Fourrier Transform) à l’émission. Une opération de « chip mapping »
consistant à positionner les chips d’un même symbole sur un ensemble de L sous-porteuses, est ensuite
effectuée. Les chips d’un symbole peuvent être positionnés selon l’axe temporel ou fréquentiel
seulement (étalement 1D), ou selon les deux axes en même temps (étalement 2D).
II. Estimation de canal avec la technique du pilote étalé
L’originalité de cette technique est d’étaler les symboles pilotes utilisés pour l’estimation du canal de
la même façon que les données. Un code parmi les L codes disponibles est donc réservé au pilote. Les
opérations d’estimation et d’égalisation du canal sont effectuées après désétalement si bien qu’un seul
coefficient moyen est utilisé sur l’ensemble des L sous-porteuses [2].
Ceci impose des contraintes sur le chip mapping. En effet, si la variance du canal sur un ensemble de
sous-porteuses (dépendant du temps de cohérence et de la bande de cohérence du canal) est forte, nous
aurons une dégradation des performances puisque ces sous-porteuses sont toutes égalisées avec le
même coefficient. De plus, l’orthogonalité entre les codes ne sera pas restituée, ce qui engendrera de
l’interférence entre codes. Il faut donc bien choisir les longueurs d’étalement temporel et fréquentiel.
III. Conclusions
Dans la norme DVB-T, environ une sous-porteuse sur dix est utilisée comme pilote. Il est donc
possible d’obtenir un gain en efficacité spectrale en choisissant une longueur d’étalement L>10. Par
ailleurs, la modulation SS-MC offre une diversité fréquentielle et temporelle supplémentaire par
rapport à l’OFDM permettant ainsi de meilleures performances en terme de taux d’erreur binaire. Elle
offre également une bonne souplesse au système grâce aux paramètres Lt et Lf qui peuvent être
optimisés en fonction des caractéristiques du canal.
Références :
[1] ETSI EN 300 744, “Digital Video Broadcasting (DVB) ; Framining structure channel coding and
modulation for digital terrestrial television”
[2] L.Carriou, “Optimisation de systèmes OFDM CDMA pour le voie montante des futures
générations de réseaux cellulaires”, PhD thesis, 2006
Modulation MC-SS avec estimation de canal
avec pilote étalé appliquée à la norme DVB-T
Pierre Oudomsack Pasquero > [email protected]
Encadrants de thèse : Jean-François Hélard et Matthieu Crussière
Contexte
¾ Projet européen B21C (Broadcasting 21st Century)
Développement d’une nouvelle norme DVB-T2
¾ Projet régional Mobile TV World
Identification et étude des normes de Télévision
Numérique Terrestre chinoises et américaines
Modulation multiporteuse à spectre étalé (MC-SS)
Objectif : insertion d’une fonction d’étalement avant la
modulation OFDM dans la norme DVB-T
Étape 1 : Étalement
9 Effectué à l’aide d’une FHT (Fast Hadamard Transform)
9 Un symbole -> L = 2n chips
9 L codes orthogonaux => possibilité d’empiler les codes
les uns sur les autres
Étape 2 : Chip Mapping
9 Positionnement des L chips sur L sous-porteuses dans la trame OFDM
ƒ Étalement 1D : selon l’axe temporel seulement Lt=L et Lf=1
selon l’axe fréquentiel seulement Lt=1 et Lf=L
ƒ Étalement 2D : selon l’axe temporel et fréquentiel L=Lf.Lt
Estimation de canal avec la technique du pilote étalé
Insertion de symboles pilotes
9 Symboles pilotes connus par le récepteur
=> possibilité d’estimer le canal
9 Attribution d’un code d’étalement par pilote
par ensemble de L sous-porteuses
Estimation après désétalement
9 Un coefficient de canal estimé par ensemble de
sous-porteuses = moyenne des coefficients de canal
Égalisation
9 Multiplication de chaque ensemble de sous-porteuses
par l’inverse du coefficient de canal estimé
Contraintes imposées au chip mapping
9 Nécessité d’une faible variance du canal sur chaque ensemble de sous-porteuses
=> longueurs d’étalement Lt et Lf doivent être plus faible
que le temps de cohérence et la bande de cohérence du canal
Conclusions et perspectives
¾ Améliorations obtenues par rapport à la norme DVB-T :
9 Dans la norme DVB-T environ 1 sous-porteuse sur 10 est un pilote. En MC-SS, 1 code sur L est attribué pour un pilote.
Donc si L>10 (à partir de L=24=16) => Gain en efficacité spectrale, meilleur débit utile
9 Meilleure souplesse du système grâce aux paramètres Lt et Lf
¾ Perspectives :
9 Réduction du PAPR en utilisant d’autres codes que ceux de Walsh-Hadamard
9 Extension à la dimension spatiale avec du MIMO
Codé SS-MC-MA sur lignes d’énergie
Fahad SYED MUHAMMAD
Groupe Communication Propagation Radar
[email protected] 0223238728.
La technologie CPL consiste à exploiter le réseau de distribution de l'énergie électrique pour véhiculer
des signaux de communications. Lors de la mise en place d'une transmission par courant porteur, on
cherche donc à faire cohabiter sur la grille de distribution d'énergie des ondes courtes à hautes
fréquences (HF) avec les signaux électriques de fréquence égale à 50 ou 60 Hz selon les pays.
Le canal de propagation, que CPL offrent s'avère plutôt hostile à la transmission de données hautdébit. Il est notamment caractérisé par des phénomènes importants de sélectivité fréquentielle et des
conditions de brouillage et de bruits impulsifs particulièrement défavorables. Le canal exige des
techniques efficaces et robustes de la modulation, du codage et de la détection. Une solution
prometteuse est le système SS-MC-MA adaptatif, proposée par Crusièrre et tous.
Cette étude est entreprise dans le but de proposer et intégrer une technique de codage
appropriée pour le système SS-MC-MA adaptatif. Le système SS-MC-MA combine
l'étalement de spectre avec l'OFDMA. Le composant d'OFDMA est basé sur la transmission
de plusieurs sous-ensembles de sous-porteuse en parallèle, chaque sous-ensemble étant
exclusivement assigné à un utilisateur spécifique. Le composant d' étalement de spectre
permet à chaque utilisateur de multiplexer plusieurs symboles dans le même sous-ensemble
de sous-porteuse en les écartant dans le domaine fréquentiel.
Dans la technique de codage proposé, le treillis intérieur et les codes externes du ReedSolomon (RS) sont appliqués au système SS-MC-MA. Le code de treillis considéré est un
code quadridimensionnel 16-états développé par Wei. Employer une constellation
multidimensionnelle (>2) ajoute peu de bits de redondance (normalement <1) pour chaque
intervalle de signalisation 2D. La redondance liée au code de RS est assimilée en augmentant
le nombre de bits dans chaque symbole du SS-MC-MA par un facteur de n/k. Pour un
système SS-MC-MC non codé, le débit réalisable sur un sous-ensemble donné à un taux
d'erreur de symbole fixe est calculé comme :
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Γ = 9.8 + γ m − γ c ( dB )
γm et γc sont la marge désirée et le gain de codage respectivement. γc pour le système de
codage proposé est donné comme :
γ c,dB = γ tc,dB + γ rs,dB − γ loss,dB
Où γtc,dB et γrs,dB sont les gains fournis par le code de treillis et le code de RS respectivement
et γloss,dB est la perte encourue pour augmenter le débit.
Une simulation a été développée en matlab pour le codage de Wei et le résultat est présenté.
Simulation de système complet (c.-à-d. l'intégration de Wei avec SS-MC-MA et le code de RS) est en
marche.
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Systèmes MIMO à grand nombre d’antennes
A. Arnoud
Content Delivery and Compression Laboratory, Communication Group
Thomson R&D France
[email protected] – (33) 2 99 27 34 40
Les travaux présentés ici sont motivés par la recherche d’un système de communications à très haut
débit et robuste pour les réseaux WLAN1. Les systèmes MIMO2 constitués de plusieurs antennes à
l’émetteur et au récepteur offrent à la fois une diversité spatiale et une grande efficacité spectrale ; ils
représentent donc une solution attractive dans un tel contexte applicatif. En effet, il y a une dizaine
d’années, Telatar et Foschini ont montré que la capacité3 dans un canal de Rayleigh pour un système
MIMO avec NT antennes émettrices et NR antennes réceptrices est proportionnelle au min(NT,NR).
Notre première interrogation est donc de savoir si on peut dresser les mêmes conclusions dans les
environnements correspondant aux applications visées ; ainsi dans un premier temps, nous présentons
les capacités des systèmes MIMO dans les modèles de canaux « 802.11 TGn channel models ». Au vu
des résultats prometteurs de cette première étude, nous avons alors poursuivi nos travaux par la
comparaison de plusieurs systèmes « full-rate4 » exploitant la capacité offerte par les canaux.
I. Capacités CSIR5 des systèmes MIMO dans un contexte 802.11n
Les modèles de canaux utilisés dans cette étude sont définis dans [1]. Pour les modèles B, C, D, E et F,
on retrouve la croissance linéaire de la capacité en fonction de min(NT,NR). De plus, l’étude du
paramètre EDOF6 montre qu’on aura intérêt à exploiter l’ensemble des valeurs propres du canal
MIMO pour transporter l’information. Nous nous sommes également intéressés à l’effet de la
composante LOS7 sur la capacité. Ainsi, dans un modèle de canal quelconque (modèle B ici), nous
avons réalisé des simulations avec différentes valeurs du facteur de Rice K8. Nous constatons une
dégradation de la capacité et une diminution de l’EDOF lorsque le facteur de Rice K augmente.
II. Comparaison des systèmes « full-rate » : performances et complexités
Dans cette étape, nous avons comparé 2 schémas espace-temps de rendement plein : multiplexage
spatial (sans matrice de codage espace-temps) d’un côté, code parfait (STBC9) de l’autre. En
réception, le décodeur de réseau de points de Schnorr-Euchner réalise une réception optimale. Les
premiers résultats, obtenus dans un canal de Rayleigh sans corrélation spatiale et en l’absence d’un
codage de canal, montrent que pour un même débit le code parfait est le plus robuste. Mais c’est aussi
le plus complexe à décoder. En revanche, on constate que les systèmes à multiplexage spatial
présentent un compromis performance-complexité intéressant : par exemple, on a pu montré que le
schéma à multiplexage spatial avec NT=4 offrait 2 fois plus de débit et un meilleur taux d’erreurs
binaires que le Golden Code (code parfait avec NT=2) pour une complexité de réception équivalente.
Références :
[1] V. Erceg, L. Schumacher, et al, « IEEE P802.11 Wireless LANs – TGn Channel Models », 2004.
[2] G. Rekaya, J.-C. Belfiore, and E. Viterbo, “Perfect Space-Time Block Codes”, submitted to IEEE
Transactions On Information Theory, 2006
1
Wireless Local Area Network
Multiple Input Multiple Output
3
Débit maximal transmissible sans erreur
4
Rendement plein, ie pour NT antennes émettrices, NT symboles d’information sont transmis par temps-symbole
5
Channel State Information at Receiver : connaissance de la réponse canal à la réception seulement
6
Effective Degree Of Freedom représente le nombre de sous-canaux participant au transport de l’information
7
Line Of Sight c’est le trajet direct entre l’émetteur et le récepteur ≠ NLOS pour Non Line Of Sight
8
K = puissance composante déterministe LOS / puissance composante aléatoire NLOS
9
Space Time Block Code : code espace-temps en bloc défini par une matrice de codage
2
Systèmes MIMO à grand
nombre d’antennes
Aurélie ARNOUD > [email protected]
Contexte
Pour les réseaux WLAN (Wireless Local Area Network), les
systèmes MIMO (Multiple Input Multiple Output – plusieurs
antennes émettrices et plusieurs antennes réceptrices)
représentent une solution attractive permettant une
transmission fiable des données à très haut débit.
Objectifs
évaluer le gain en capacité (débit maximal transmissible sans erreur) effectif dans les canaux 802.11 TGn
proposer de systèmes MIMO exploitant cette capacité pour les comparer d’un point de vue performance-complexité :
systèmes full-rate ou à rendement plein : NT symboles d’information transmis par utilisation du canal
Capacité des canaux MIMO 802.11 TGn
Capacité Ergodique
EDOF – Effective Degree Of Freedom
Formule de la capacité ergodique dans le cas CSIR (Channel State Information at Receiver) :
La notion du degré de liberté effectif permet de mesurer la richesse en trajets multiples du canal. L’EDOF est un paramètre
représentant le nombre de sous-canaux participant activement au transport de l’information.
Formule de l’EDOF :
avec PT la puissance totale transmise, σn2 la puissance du bruit en réception, EH(H) est l’espérance de H et l’opérateur (.)H
équivaut à (.)t*.
Capacité ergodique pour les modèles TGn (SNR=20dB)
avec ρ le rapport signal à bruit en réception
EDOF pour les modèles TGn (SNR=20dB)
croissance linéaire en min(NT,NR)
EDOF proches de celui du canal de Rayleigh sans
corrélation spatiale pour les canaux D, E et F
effet du facteur de Rice en LOS (1) :
les canaux avec une composante LOS importante
offrent un faible nombre de sous-canaux pour le
transport de l’information.
la capacité diminue lorsque le facteur K (2)
augmente.
NB : pour le modèle B en LOS, la valeur de K
est 0 dB (les cas K=10, 20 dB ont été introduits
afin d’observer la dégradation pour de grandes
valeurs de K.
(1)
Line Of Sight (vue directe Tx-Rx), et NLOS signifie Non
Line Of Sight.
(2)
Facteur de Rice K=(puissance LOS)/(puissance NLOS)
Systèmes full-rate : performance et complexité
Comparaison de 2 schémas espace-temps à rendement plein R=Q/T=NT, Q nombre de symboles d’information transmis par mot de code, T longueur d’un mot de code en nombre de temps-symbole :
multiplexage spatial : NT symboles d’information indépendants sont transmis simultanément à chaque temps-symbole (Q=NT, T=1)
code parfait : code espace-temps en bloc de dimension NTxNT (Q=NT², T=NT) vérifiant :
son déterminant minimum est non nul (code à diversité maximale) et ne s’évanouit pas quand l’efficacité spectrale augmente
énergie nécessaire à l’envoi de la combinaison linéaire des symboles d’information = énergie nécessaire à l’émission des symboles d’information eux-mêmes (efficacité énergétique)
Réception optimale : décodeur de Schnorr-Euchner (SE)
principe : recherche dans un réseau de points de dimension 2m (m=NT si multiplexage spatial, m=NT² si code parfait) généré par H le point le plus proche du point reçu bruité y.
complexité :
fonction de la dimension du réseau de points (complexité de décodage du Golden Code NT=T=2 complexité de décodage d’un système à multiplexage spatial avec NT=4)
inférieure à la complexité d’un décodeur à maximum de vraisemblance
Conditions de simulations
Complexités(3) du récepteur pour un TEB=10-5
Performances en taux d’erreurs binaires (TEB)
pas de codage de canal
Pour Nt=2 : débit=8bps/Hz
canal de Rayleigh sans corrélation spatiale
NT=NR=2 NT=NR=4
Pour Nt=4 : débit=16bps/Hz
16-QAM
Code Parfait
H = {hij i = 1..N R , j = 1..N T }
X
Multiplexage
spatial
Y = HX + N
Pour un même débit, le code parfait est toujours le plus performant.
Le schéma à multiplexage spatial à 4Tx offre un débit double par rapport au Golden Code
avec un TEB inférieur.
+
38
416000
-
40
141000
*
61
501000
/
8
28500
+
10
38
-
18
40
*
20
62
/
4
8
(3)
En nombre d’opérations sur les réels durant la phase de recherche
du décodeur SE
Conclusion
augmentation de la capacité avec l’augmentation de la dimension du système MIMO
mise en œuvre de systèmes MIMO à rendement plein afin d’exploiter au mieux la capacité offerte
robustesse des codes parfaits vis-à-vis des variations du canal MAIS décodage complexe
compromis performance-complexité intéressant pour les systèmes à multiplexage spatial associés à un décodeur
optimal dans un canal de Rayleigh
Perspectives
établir des courbes de TEB pour les canaux 802.11 TGn
élaborer une chaîne de simulation associant codage de canal et codage espace-temps afin d’observer le comportement
des codes parfaits au sein d’une chaîne complète
Exploitation de la mesure de l’angle d’élévation à l’aide d’un radar HF 2D à ondes de ciel pour
l’inversion de l’ionogramme de rétrodiffusion et l’amélioration de la localisation de cibles
Eulàlia BENITO
ONERA, Département d’Electromagnétisme et Radar,
Unité Radar Basses Fréquences
Tél. : 01 69 93 62 91 email : [email protected]
Les radars HF à ondes de ciel utilisent l’ionosphère pour la propagation des ondes électromagnétiques.
Ces ondes sont réfléchies par l’ionosphère et rétrodiffusées par le sol de façon à détecter et localiser
des cibles au delà de l’horizon.
Pour obtenir la distance réelle de la cible (distance au sol) à partir de la distance parcourue par l’onde
(distance de groupe) on doit connaître les caractéristiques de l’ionosphère, la fréquence émise par le
radar et l’angle d’élévation en réception.
L’objectif de cette thèse est d’obtenir l’état de l’ionosphère à
partir des ionogrammes de rétrodiffusion avec une technique
d’inversion. Un ionogramme de rétrodiffusion est le résultat
d’un sondage de rétrodiffusion réalisé par le radar avec un
balayage en élévation. C’est une figure 3D représentant le
temps de propagation, l’angle d’élévation et le niveau du
signal.
Le modèle de l’ionosphère utilisé par la méthode d’inversion
est le modèle Multi Quasi-Parabolique. Avec ce modèle,
chaque couche de l’ionosphère est caractérisée par trois
paramètres :
 fc : fréquence critique
 hm : hauteur du maximum d’ionisation
 ym : demi-épaisseur
Figure 1 : Ionogramme de
rétrodiffusion
Les paramètres caractéristiques de l’ionosphère (fc, hm, ym) de chaque couche seront estimés par une
méthode d’inversion de l’ionogramme de rétrodiffusion. Pour cela, on prendra n points (Dg, E) issus
d’un sondage de rétrodiffusion par balayage en élévation. On cherchera ensuite par itération les
paramètres de l’ionosphère qui conduisent à une courbe Distance de groupe – élévation la plus
probable à l’origine de ces mesures.
Cette méthode d’inversion est basée sur les travaux de A. Tarantola. Grâce à une approche bayesienne
on peut calculer la densité de probabilité a posteriori associé aux paramètres fc, hm et ym. En
maximisant cette densité de probabilité on trouvera le modèle ionosphérique à l’origine des mesures.
Une fois définie la méthode d’inversion qui estime l’état de l’ionosphère à partir des mesures, on va
valider la méthode sur des données simulées et réelles. Une fois validée on utilisera la méthode pour
obtenir un maillage 3D en temps réel de l’ionosphère avec le radar transhorizon NOSTRADAMUS
avec prise en compte :
•
des gradients horizontaux
•
du champ magnétique de la Terre
EXPLOITATION DE LA MESURE DE L’ANGLE D’ELEVATION A
L’AIDE D’UN RADAR HF 2D A ONDES DE CIEL POUR
L’INVERSION DE L’IONOGRAMME DE RETRODIFFUSION ET
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE L’AMELIORATION
RENNES
DE LA LOCALISATION DE CIBLES
Eulàlia BENITO, Stéphane SAILLANT, Alain BOURDILLON
¾ E-mail: [email protected]
Objectifs de la thèse
Radar transhorizon
1) Définir une méthode d’inversion qui
estime l’état de l’ionosphère à partir des
mesures (ionogramme de rétrodiffusion)
Radar classique
Radar classique : limité en distance par l’horizon
Radar transhorizon : utilise l’ionosphère pour atteindre des cibles
lointaines
Dg
Radar transhorizon NOSTRADAMUS de l’ONERA:
2) Valider la méthode sur des données réelles
• Réseau monostatique surfacique en étoile à 3 bras
Radar transhorizon
• Couverture azimutale de 360°
IONOSPHERE
• Maîtrise du faisceau en élévation (à différence des autres radars
existants)
F
E
Dg
Pour faire la conversion de Dg (retard de l’onde) en Dsol (distance
réelle de la cible), on a besoin de connaître l’état de l’ionosphère
3) Obtenir un maillage 3D en temps réel de
l’ionosphère avec le radar transhorizon
NOSTRADAMUS. Avec prise en compte :
- des gradients horizontaux
- du champ magnétique de la Terre
Dsol
L’ionosphère
Modèle MQP
Se situe entre 50 km et 2000 km d'altitude
Les différentes couches de l’ionosphère peuvent
être modélisées par un segment QuasiParabolique(QP) à l’aide de 3 paramètres :
Milieu ionisé électriquement neutre très dynamique, influencé par :
•
•
•
•
• La fréquence critique (fc)
Le rayonnement solaire (responsable de l’ionisation)
Le champ magnétique terrestre
La gravitation
Les vents neutres
• La hauteur maximale (hm)
• La demi-épaisseur (ym)
Elle est stratifiée sphériquement et on peut la diviser en 3 couches: D, E
et F
Inversion de l’ionogramme
Principe
Algorithme
Problème directe (non linéaire)
Variables observées
Paramètres cherchés
1) Enregistrer les coordonnées de n points issus d’un sondage de rétrodiffusion par
balayage en élévation (ionogramme de rétrodiffusion)
Tracé de
Rayons
(non linéaire)
i
Ionogramme de rétrodiffusion:
retard de l’onde(élévation)
ou retard de l’onde(fréquence)
fc: fréquence critique
hm: hauteur maximale
ym: démi-épaisseur
Fréquence du radar
Angle d’élévation
Problème inverse
2) Simuler la courbe élévation – distance de groupe (ionogramme simulée) en utilisant le
modèle MQP avec des paramètres choisis aléatoirement dans l’espace des
paramètres
3) Calculer la densité de probabilité a posteriori à l’aide de:
⎤
⎡
⎤
⎡
⎥
⎢
⎥
⎢
⎥
⎢ 1
⎥
⎢ 1
1
1
σ p ( f c , hm , ym ) = ⎢
2⎥
2 ⎥ ⋅ ... ⋅ ⎢
πδ
P
πδ
P
⎞
⎛
⎞
⎛
exp n
exp 1
Pref 1 ( f c , hm , ym ) − Pexp1 ⎥
Prefn ( f c , hm , ym ) − Pexp n ⎥
⎢
⎢
⎟
⎜
⎟
⎜
1+ ⎜
1+ ⎜
⎢
⎢
⎟ ⎥
⎟ ⎥
δPexp1
δPexp n
⎠ ⎦
⎝
⎠ ⎦
⎝
⎣
⎣
4) Utiliser un algorithme d’optimisation afin d’obtenir le maximum de σp sur l’espace des
paramètres.
Thèse
Mesures:
Ionogramme de
rétrodiffusion
Pour obtenir les paramètres du modèle MQP (fc, hm, ym) à l’origine des mesures, on va
utiliser n points sur l’ionogramme de rétrodiffusion.
Implémentation
Choix des points utiles
Technique d’inversion
Inversion:
f c F , h m F, y m F
Backscatter
ionogram
σp(fc, hm, ym)
(Pexp, Eexp)
(Pref, Eref)
Modèle MQP
Ray tracing
Prévisions: COST
251
fc E, hm E, ym E
i
Espace des
paramètres
Sondeur vertical
(pour validation)
fc E, hm E, ym E,
f c F , h m F, y m F
Ray tracing
and profile
Electron density
profile
3URWRW\SDJHUDSLGHGHV\VWqPHVGHFRPPXQLFDWLRQVVDQVILO**
&/H*XHOODXW
*URXSH&RPPXQLFDWLRQV3URSDJDWLRQ5DGDU
&KULVWRSKH/H*XHOODXW#HQVLQVDUHQQHVIUWpO
,,QWURGXFWLRQ
/H GpYHORSSHPHQW GHV WUDQVPLVVLRQV VDQVILO D HQWUDvQp O¶DSSDULWLRQ GH PXOWLSOHV VWDQGDUGV
/¶pYROXWLRQGHVUpVHDX[FHOOXODLUHV**60,6YHUVOD*8076:&'0$DDSSRUWpRXWUH
XQHDPpOLRUDWLRQGHVGpELWVXQHPHLOOHXUHTXDOLWpGHVHUYLFHDYHFO¶DSSDULWLRQGHFRQWHQXVPXOWLPpGLD
/HV UpVHDX[ ORFDX[ VDQVILO RQW pJDOHPHQW IDLW OHXU DSSDULWLRQ ,((( DEJ VXSSRUWDQW GHV
GpELWVLPSRUWDQWV&HWWHpYROXWLRQFRQWLQXHHWOHVEHVRLQVHQWHUPHGHGpELWVHWGHPRELOLWpLPSRVHQW
O¶DUULYpH G¶XQH QRXYHOOH JpQpUDWLRQ /D * DGRSWHUD XQH QRXYHOOH IRUPH G¶RQGH DXJPHQWDQW OHV
GpELWV HOOH VHUD DXVVL OD FRQYHUJHQFH GHV UpVHDX[ H[LVWDQWV FHOOXODLUHV HW ORFDX[ JUkFH j OD
UpDOLVDWLRQGHWHUPLQDX[PXOWLVWDQGDUGV/DUDGLRORJLFLHOOH6RIWZDUH5DGLRRX65HVWODWHFKQRORJLH
SHUPHWWDQW FHWWH FRH[LVWHQFH DX VHLQ G¶XQ PrPH WHUPLQDO (OOH SHUPHW OD UpDOLVDWLRQ GH V\VWqPHV
PXOWLVWDQGDUGVPXOWLVHUYLFHVjKDXWGpELW
3RXUUpSRQGUHjFHVEHVRLQVQRXYHDX[OHVVROXWLRQVDUFKLWHFWXUDOHVVHGRLYHQWG¶REpLUDX[LPSpUDWLIV
GH UHFRQILJXUDELOLWp HW GH SXLVVDQFH GH FDOFXOV $LQVL GHV DUFKLWHFWXUHV KpWpURJqQHV j EDVH GH
FRPSRVDQWV UHSURJUDPPDEOHV FRPPH OHV '63 'LJLWDO 6LJQDO 3URFHVVRUV HW GH FRPSRVDQWV
UHFRQILJXUDEOHV FRPPHOHV)3*$)LHOG3URJUDPPDEOH*DWH $UUD\ VRQWGHV VROXWLRQVLQWpUHVVDQWHV
SRXUO¶LPSOpPHQWDWLRQGHV\VWqPHV65
,,$UFKLWHFWXUHSURSRVpH
/¶DUFKLWHFWXUHKpWpURJqQHSURSRVpHUHSRVHVXUXQHQVHPEOHGHFDUWHVGHSURWRW\SDJH681'$1&(j
EDVHGH'63GH)3*$HWGHFRQYHUWLVVHXUV1$HW$1&HWWHSODWHIRUPHSHXWrWUHFRQILJXUpHSRXU
GHV PRGXODWLRQV PRQRSRUWHXVHV RX PXOWLSRUWHXVHV DYHF GLIIpUHQWV VFKpPDV 2)'0 2UWKRJRQDO
)UHTXHQF\ 'LYLVLRQ 0XOWLSOH[ RX 0&&'0$ 0XOWL&DUULHU&RGH 'LYLVLRQ 0XOWLSOH $FFHVV (OOH
VXSSRUWH pJDOHPHQW OHV WHFKQLTXHV 0,02 0XOWLSOH ,QSXW 0XOWLSOH 2XWSXW /H V\VWqPH pPHWWHXU
UpFHSWHXU IRQFWLRQQH j XQH IUpTXHQFH G¶KRUORJH GH 0+] WUDQVPLVHV SDU O¶pPHWWHXU DX UpFHSWHXU
SRXU DVVXUHU OD V\QFKURQLVDWLRQ /H 3& K{WH UHFHYDQW OD SODWHIRUPH FRPPXQLTXH DYHF HOOH SDU
LQWHUIDFH3&,/¶pPHWWHXUHVWGpWDLOOpFLDSUqV
/DSODWHIRUPHG¶pPLVVLRQUHSRVHVXUXQHFDUWHPqUH681'$1&(6074GLVSRVDQWGHVLWHV6XU
GH FHV VLWHV RQ YLHQW FRQQHFWHU XQH FDUWH FRPSUHQDQW XQ '63 7, & 607 XQH DXWUH
UHFHYDQWXQ)3*$9LUWH[,,607ODGHUQLqUHpWDQWXQFRQYHUWLVVHXU1$jEDVHGHFRPSRVDQWV
$1$/2*'(9,&(6$'$607/HWUDLWHPHQWGHVGRQQpHVSHXWV¶HIIHFWXHUVXUOH'63RX
OH)3*$/DFRQYHUVLRQHVWUpDOLVpHjXQHIUpTXHQFHGH0+]8QHRSWLRQGXFRQYHUWLVVHXUSHUPHW
GH VXSSULPHU OH VSHFWUH HQ EDQGH GH EDVH HW G¶XWLOLVHU HQ UpFHSWLRQ OHV LPDJHV VHORQ OH VHJPHQW
UDGLRIUpTXHQFH
,,,&RQFOXVLRQ
/DSODWHIRUPHDpWpUpDOLVpHGDQVOHFDGUHGXSURMHWUpJLRQDO3$/0<5(/HV\VWqPH6,62HVW
RSpUDWLRQQHOSHUPHWWDQWG¶DWWHLQGUHGHVGpELWVGH0ESV/¶H[WHQVLRQDX0,02[HVWHQFRXUVGH
UpDOLVDWLRQ
Rapid industrial heterogeneous platform:
3G/4G wireless system
F. NOUVEL, C. LE GUELLAUT > [email protected], [email protected]
4G Context
Objectives
‡Convergence of wide and local wireless networks using different modulation
schemes
‡Prototyping a reconfigurable modem (tx & rx) based on a MC-CDMA system
‡Comply with SISO and MIMO2x2 (Alamouti scheme) techniques
‡Interface with realistic wireless channel simulator and real wireless channel
‡Validation and benchmarking of new communications schemes and algorithms
‡Implementation of algorithms on an heterogeneous platform (DSPs & FPGAs) supplied by
SUNDANCE
01/2002 ± 12/2006
‡French project PALMYRE aims to prototype future communicating devices
with multiple modulation schemes
System parameters
Hardware setup
‡Realization of an heterogeneous platform with modular prototyping boards:
‡Sample duration is 50ns, reaching bandwidth of 20MHz
‡QPSK or 16-QAM modulation
‡Carrier boards (SMT310Q) hosting 3 hereunder modules
‡DS-CDMA with spreading factor SF 32
‡Module with FPGA Virtex-II XC2V2000 (SMT398)
‡OFDM modulation:
‡Module with DSP C62 (SMT335) or C67 (SMT375)
‡ Support up to Nfft=256 sub-carriers, leading to a symbol duration of 12.8 s and
a sub-carriers spacing of 78,13kHz
‡Module with 14bit D/A or 12bit A/D converters (SMT388/380)
‡Numerical first up-conversion at IF1=10MHz, and second up-conversion at IF2=250MHz
‡Prevent ISI thanks to a guard interval of 400ns (result in 0.13dB efficiency loss)
‡Perform theoretical data rate per user of 0.91Mbps, with QPSK, SF=32, Nfftu=192
‡Perform system theoretical rate of 58Mbps, with QAM16, SF=32, Nfftu=192
WIRELESS
CHANNEL
‡Supply Data Link Layer (DLL) with encapsulation of 7 symbols in one frame:
‡Estimation (E)
S
‡Synchronization (S)
E
OFDM
OFDM
«
time
‡Data (OFDM)
‡Burst Mode: inter-frames pauses, inter-OFDM symbol pauses
Functionnal description
14bit D/A
fs= 80MHz
Wired
SISO
Channel
12bit A/D
‡MC-CDMA spectrum: 20MHz
bandwidth centered on 30, 50, 110,
130MHz
‡in time domain: data symbols,
intra-frame and extra-frames
pauses
‡D/A eliminates baseband or IF
images
‡D/A has Sinc response leading in
attenuated images
(*) estimated implementation results
Implementation results
XC2V2000
4 input
LUT
(21504)
43%
RAM
blocks
(56)
46%
MULT18x18
(56)
XC2V2000
TX SISO/MC-CDMA
Slices
Slice
(10752) Flipflops
(21504)
59%
39%
42%
RX SISO/MC-CDMA
67%
43%
50%
57%
49%
4 input
LUT
(21504)
45%
RAM
blocks
(56)
54%
MULT18x18
(56)
TX MIMO/MC-CDMA(*)
Slices
Slice
(10752) Flipflops
(21504)
61%
41%
RX MIMO/MC-CDMA(*)
74%
49%
93%
86%
50%
42%
Conclusion
‡Functional MC-CDMA/MIMO 2x2 chain for performance measurement
‡Modem based on software defined radio (SDR) approach with easy parametrization
‡Wireless channel simulator and real channel (SISO/MIMO) with RF=2.5GHz
‡SISO and MIMO/MC-CDMA modem with channel estimation, equalization and synchronization
‡Interface improvement, hardware update
‡Several applications including: audio streaming, video streaming, data transfer
‡PALMYRE II
Un détecteur d’énergie analogique en technologie CMOS pour un système ULB multi-bandes
impulsionnel très haut débit
Mohamad Mroué
Groupe Communications Propagation Radar
[email protected] Tél. : 02 23 45 58 44.
En février 2002, la commission fédérale américaine de communications a autorisé l’utilisation libre de
la bande de fréquence allant de 3.1 jusqu’à 10.6 GHz aux Etats-Unis. Issue du domaine militaire,
l’ULB (Ultra Large Bande) consiste à transmettre des impulsions électromagnétiques très brèves. La
contrainte essentielle est que la densité spectrale de puissance soit très faible (inférieure à -41.3
dBm/MHz). En conséquence, l’ULB commence à intéresser de plus en plus d'industriels des
télécommunications visant des applications domestiques ou à courte distance.
Dans ce contexte, Mitsubishi ITE propose une solution basée sur une réception non-cohérente du
signal permettant de relaxer les contraintes sur le matériel. La démodulation repose sur une détection
d’énergie. L’architecture multi-bandes propose la parallélisation des traitements à l’émission comme à
la réception (Fig. 1). Cela permet de récupérer la quasi totalité de l’énergie émise et, à débit identique,
d’allonger le temps inter-symboles au-delà du temps d’étalement du canal qui est responsable des
interférences inter-symboles. Elle offre également la possibilité de détecter et d’éviter un brouilleur
présent dans une sous bande.
Fig. 1. Diagramme en bloc de fonctionnement du récepteur
Nous proposons une nouvelle architecture simple d’un détecteur d’énergie analogique opérant dans la
bande de fréquences 3.1 – 10.6 GHz. Ce détecteur répond aux spécificités des applications très haut
débit en termes de faible consommation d’énergie, de faible coût de fabrication et de taille réduite de
puce grâce à la technologie CMOS. Il est composé principalement de trois étages : un bloc de mise au
carré, un suiveur de courant et un intégrateur. Il sera suivi par un étage échantillonneur-bloqueur
permettant de transmettre proprement l’information au convertisseur analogique numérique. Le
comportement de ce détecteur d’énergie a été simulé avec une technologie SiGe 0.35 µm BiCMOS.
Ce circuit assure une faible consommation d’énergie (0.6 mW par sous-bande) avec une alimentation
de circuit de +/-1.8 V. Par ailleurs, nous avons mené en parallèle des études théoriques pour évaluer
l’effet des imperfections dues à l’impédance d’entrée du suiveur de courant sur le signal mis au carré.
L’influence de la variation des paramètres technologiques des transistors liée aux tolérances de
fabrication a aussi été prise en compte. Nous en avons déduit un modèle analytique incluant ces effets
dans l’équation équivalente du circuit. Cette modélisation autorise favorablement une analyse
comportementale physique et prédictive de ces effets sur la réponse du circuit ; ceci avant de mener
une analyse plus rigoureuse (et, donc, plus lourde) à l’aide de simulateurs microélectroniques
(Cadence).
Références :
[1] Paquelet, S.; Aubert, L. M.; "An Energy Adaptive Demodulation for High Data Rates with Impulse
Radio," RAWCOM 2004, Atlanta, Sep. 2004.
[2] Khoury, J.; Nagari, K.; Trosino, J.; "Sampled-Data and Continuous-Time Squarers in MOS
Technology," IEEE J. Sol. St. Circ., Vol. 25, No. 4, Aug. 1990.
[3] Souliotis, G.; Chrisanthopoulos, A.; Haritantis, I.; "Current Differential Amplifiers: New Circuits
and Applications," Int. J. Circ. Theory & Appl., May 2001.
An Analog CMOS Pulse Energy Detector for
IR-UWB Non-Coherent HDR Receiver
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Mohamad Mroué, Sylvain Haese, Stéphane Paquelet, Stéphane Mallégol and Ghaïs El-Zein
¾ [email protected]
Mitsubishi Electric ITE proposal for High Data Rate UWB: Impulse Radio Multi-Band On-Off Keying
Feb. 14th 2002: FCC ruling permitting unlicensed networking
Bluetooth,
802.11b
Cordless Phones
Microwave Ovens
GPS
PCS
TAG RF
Emitted
Signal
Power
z Pulse detector for MBMB-OOK nonnon-coherent
high data rate receiver
1
802.11a
z
-41 dBm/MHz
UWB Spectrum
0.95 1.6 1.9
2.4
5
3.1
10.6
Frequency (GHz)
0
1
Specifications
−Operating in the 3.1 to 10.6 GHz UWB band
−In 3dB-bandwidth of 500 MHz
−Low complexity design
−Low power consumption
−Low fabrication cost
“Part 15 Limit”
1
Td
Channel
B1
Τi
∫
1
ADC
0
0
Pulse Detector
Ti
Digital data
( )²
Expected throughput > 1.6 Gbit/s @ 3 meters
Synchronization
3.1GHz
10.6GHz
B1
10.6GHz
3.1GHz
10.6GHz
B1
1
B2
Pulse
generation
3.1GHz
1
Tx
0
Energy
splitter
0
PRF
Channel
Rx
B2
±
±
( )²
( )²
G
Τi
∫
Τi
0
G
0
Energy
splitter
Σ
∫
1
ADC
1
ADC
0
0
( Pulse Repetition Frequency )
Nband
Bi
PRF
Ti
ADC rate
1
0
BN
3.1GHz
10.6GHz
Filter Bank
3.1GHz
10.6GHz
between 15 and 26
between 250 and 500 MHz
lower than 30 MHz
between 20 and 100 ns
lower than 30 MHz
Digital
processing
1
BN
3.1GHz
10.6GHz
±
( )²
G
∫
Τi
0
0
ADC
Filter Bank
Ref.: - Paquelet, S.; Aubert, L. M.; "An Energy Adaptive Demodulation for High Data Rates with
Impulse Radio," RAWCOM 2004, Atlanta, Sep. 2004.
Adopted analog CMOS pulse energy detector for the IR-UWB non-coherent HDR receiver
Simulation results using CADENCE's spectre simulator with Austria Micro Systems 0.35 µm SiGe BiCMOS Technology
z
− Transistors M1 and M2 operate in the
triode region
−The circuit is driven by balanced
signals +Vin and –Vin
VG
VDD
M1
+Vin
2*Ibias
Isq
VB
G
-Vin
2*Ibias
M2
IC
CHOLD
Current follower
− To properly separate the squarer
from the capacitor
z
Output
VSS
VG
z
z Simulation of the behavior of the pulse energy
detector with a pulse in the 3.1 to 3.4 GHz subsub-band
Squarer based on two MOSFETs
Squarer:
• M1 & M2 : NMOS
Output capacitor
•
•
•
•
− Current to voltage converter
− Integrator
W = 40 µm
L = 0.35 µm
Vg = 1 V
Vb = -1.8 V
Output Capacitor:
Current follower:
•
•
•
•
•
•
• Value: 89.44 fF
VDD = - VSS = 1.8 V
• W = 10 µm
W/L (PMOS) = 70/0.35
• L = 10 µm
W/L (NMOS) = 7.2/0.35
Bias current: Ibias = 84.5 µA
3-dB bandwidth: 563 MHz
Power consumption: 0.5 mW
Ref.: - Khoury,
Khoury, J.; et al. ; "Sampled"Sampled-Data and ContinuousContinuous-Time Squarers in MOS Technology," IEEE J. Sol. St. Circ., Vol. 25, No. 4, Aug.
Aug. 1990.
- Souliotis,
Souliotis, G.; et al. ; "Current Differential Amplifiers: New Circuits and
and Applications," Int. J. Circ. Theory & Appl.,
Appl., May 2001.
Ref.: - Mroué
Mroué, M.; Haese, S.;
S.; "An Analog CMOS Pulse Energy Detector for IRIR-UWB NonNon-Coherent
HDR receiver,"
receiver," IEEE ICUWB, Waltham,
Waltham, MA, USA, Sep. 2006.
Conclusion and Prospects
Circuit performances: study of mismatches and imperfections effects
z
Effect of input impedance and voltage offset of the current amplifier
amplifier
- Comparison between the analytical study and simulation results
z
− Simple Design (11 elements)
16 subsub-bands: 176
CMOS
elements with 6 mW
− Low power consumption (0.6 mW)
technology power consumption
− Low fabrication cost
− The principle can be adopted to different IC Technologies
− High performances in the 3.1 to 10.6 GHz UWB band
Vo = 0
R=0
VDD
VG
+Vin
VB
-Vin
Isq
R
z
G
Prospects:
− Sample and hold circuit
− Link budget study
Vo
VG
Conclusion: Analog CMOS pulse energy detector
VSS
VG
Detection
Level: 16.8 mV
Ibias = 11.24 µA
Pulse detection
in the 3.1 - 3.4
GHz sub-band
with C = 0.5 pF
+Vin
VB
Mitsubishi Electric Proprietary
June 20th, 2007
Select
Integrate
Output
G
-Vin
Reset
VG
Detection
Level: 125 mV
Ibias = 114.8 µA
VDD
Isq
VSS
IC
CHOLD
Caractérisation vectorielle du canal de propagation DVB-T, pour la diffusion d’image en
mobilité
F.Nivole
Groupe Communication Propagation Radar RENNES1
Mail : [email protected] tel : 0223235843.
I. Introduction:
Depuis quelques années, un ensemble d’entreprises travaillent à délivrer via le monde du
broadcast une diffusion d’image télévisée gratuite communément connues sous le terme TNT. Derrière
la TNT se cache une norme [1], l’EN 300 744 connu sous le terme DVB-T pour Digital Video
Brodcasting terrestrial. Au sein du laboratoire de l’IETR, campus de Beaulieu, au coté de l’équipe
propagation et système radar, un travail d’analyse du canal DVB-T à été instigué par Christian
Brousseau et Stéphane Avrillon. L’idée étant d’appliquer les compétences connues par cette équipe
aux canaux DVB-T, afin de pouvoir par le biais de la diversité spatiale d’antennes, gagner en
robustesse de réception. Cela dans le but ultime d’appliquer des algorithmes de traitement, permettant
de pouvoir recevoir à vitesse élevée, la télévision numérique terrestre au sein même d’un véhicule.
II. Objectifs:
L’objectif premier est d’analyser le canal afin d’extraire des paramètres de propagation spatiotemporels. Cela nous permettra de constater qu’il existe une forte diversité spatiale permettant de
définir un système optimal antennaire. L’analyse se fera directement par la réception des signaux
« Broadcast », afin d’être au plus proche des signaux reçus par les récepteurs du marché. De par le
principe d’émission COFDM qui utilise des fréquences pilotes, on peut trouver facilement la réponse
du canal. Les angles d’arrivée sont ensuite issus d’algorithme de post-traitement de type MUSIC. Le
système d’acquisition utilise une carte 4 voies à base de FPGA, DDC et CAN 16 bits, qui est intégrée
dans un système de mesure POWER EDGE DELL. L’ensemble est embarqué dans un véhicule afin de
réaliser des tests en mobilité.
Sur les figures suivantes, un exemple des acquisitions traitées, qui permet de caractériser le canal
et parallèlement de comparer les effets des traitements sur la constellation d’un symbole.
Ci-dessous, un symbole COFDM, une réponse impulsionnelle du canal et un calcul d’angle
d’arrivée principal d’une onde incidente.
Symbole OFDM
RI canal
1.5
0
-5
1
-10
-15
0.5
-20
-25
0
-30
-35
-0.5
-40
-45
-1
-50
-55
-1.5
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
-5
x 10
III Conclusion :
Les prochaines mesures vont nous permettre d’évaluer l’effet des évanouissements
rapides lié au phénomène Doppler et aux zones plus ou moins difficiles, zone urbaine par
exemple.
Références :
[1] ETSI, « Digital Video Broadcasting system for television, sound and data services : Draft pr ETS
300 744 », Mar. 1997.
PSSP(Az)=
1
2
NC
∑
k = NSE +1
vkT .b(Az)
Analyse vectorielle du canal de propagation
DVB-T (TNT) pour la réception mobile.
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE
RENNES
NIVOLE Franck
[email protected]
IETR, Université de Rennes 1, 263 Avenue du Général Leclerc, 35042 RENNES Cedex
Contexte
Effet des évanouissements rapides
sur le canal dans le plan fréquence
Durant ces dernières années l’amélioration des transmissions numériques a ouvert une nouvelle
brèche pour les diffuseurs de programmes de télévision.
L’OFDM offre désormais une possibilité de transmettre des signaux numériques d’images et de sons,
ce système est communément connu sous le nom de Télévision Numérique Terrestre (TNT).
Le problème des normes existantes, c’est qu’elles n’ont pas été conçues pour permettre la réception en
mobilité.
2
Reponse du canal en fréquence
1.8
1.6
H(F)
1.4
1.2
L’objectif de cette étude est de démontrer que l’on peut utiliser la diversité spatiale des ondes TNT pour
améliorer la qualité de réception.
Dés lors, il faut avant tout démontrer que cette diversité spatiale, (entendez la répartition dans l’espace
des signaux TNT), existe.
1
0.8
0
1000
2000
3000
4000
Echantillons
5000
6000
7000
Effet d’évanouissement
du signal
OFDM Architecture pour le DVB-T
L’OFDM est construite par principe en utilisant les propriétés de la transformé
discrète de Fourrier inverse. Les données se retrouvent alors diffusées sur un très
grand nombre de porteuses, ce qui implique une bande passante du signal très
large:
8MHz
Deux type de pilotes
-Les premiers sont continus: 177 en mode 8k
-Les seconds sont diffusés et nous donnent la Réponse
Impulsionnelle du canal
Conclusion :
Les pilotes étant modulés par des trains de données connues
Il est simple de retrouver ces derniers et d’en déduire la
Fréquences et symboles ‘mapping’
réponse en fréquence du canal, dés lors par IFFT :
• Les points noirs sont les pilotes
la réponse en temps du canal
Un symbole OFDM c’est :
• un intervalle de garde
• une partie utile
=> Dans lequel la fin du symbole OFDM est recopiée
=> Les données
• La première étape de synchronisation temporelle utilise la propriété de corrélation de la fin
du symbole et de l’intervalle de garde, c’est la synchronisation grossière
• La synchronisation fine utilise la réponse impulsionelle du canal
1
0.9
0.8
1
1
11
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
11
0.7
0.6
0.5
0.4
R x (n ) =
0.3
0.2
guard
0.1
0
0
10
tem ps utile
20
30
40
50
60
S y m bol + guard interval
70
80
90
k=n
∑
0.06
x ( k ). x * ( k − N u )
pics de synchonisation
0.05
k = n − N i +1
100
PRBS 11 issue de la norme EN 300 744
0.04
Synchronisation
grossière
0.03
0.02
0.01
0
0
1
2
3
4
5
Echantillon
6
7
8
9
4
x 10
RI en temps pour resynchronisation symbole
Ri vs temps
synchronisation
0
-10
RI amplitude dB
I,Q
Frame & time
Front end
-20
-30
-40
-50
-60
-70
OFDM
Demod
FFT
Carte d’acquisition :ICS 554B
-100 Ms/s par canal
-4 canaux
-FPGA IQ démodulateur
-14 bits de résolution
Channel
estimation
-4
Im
-3
-2
{c
-1
0
1
Echantillons temps
m ,l ,k
Re{c m ,l ,k } =
2
3
4
5
-6
x 10
}=
0
4
1
× 2( − w k )
3
2
Recherche des angles d’arrivée
Algorithme MUSIC :
•Donne la direction d’arrivée des ondes
•et permet de vérifier la diversité angulaire des signaux
•
Pseudo spectre du signal :
PSSP ( Az ) =
•Les Max du pseudo spectre donnent les
angles Az’s (Azimuts)
d’= d Cos (Azk )
AZk
d’
1
AZk
2
NC
∑
k = NSE + 1
AZk
d
v kT .b ( Az )
Conclusion
Il y a donc trois étapes dans cette étude
•Réaliser un système d’estimation vectorielle du canal
•Réaliser un maximum de mesures afin d’assurer un modèle de canal cohérent
•Utiliser ces résultats pour améliorer la réception des signaux TNT
L’objectif de cette étude :
Améliorer la réception d’images TNT dans les véhicules en prenant en compte la diversité angulaire
des signaux OFDM.
Réception et
estimation du canal
Spécification du
récepteur optimum
MUSIC algorithme
Etude et optimisation des techniques OFDM-CDMA pour les applications UWB haut débit
Antoine Stephan
IETR – INSA, Groupe Communications, Propagation & Radar (CPR)
E-mail : [email protected], tél. : 02 23 23 87 13
I. Objet
Le travail porte sur l’étude et l’optimisation de systèmes radio ultra large bande ou UWB (ultrawideband) à haut débit. Aujourd’hui, différentes approches de systèmes UWB sont proposées suivant
les objectifs visés en terme de services (localisation, transmission), de portée (faible ou moyenne) ou
de débits (haut ou bas) conduisant à différentes formes d’ondes. Cette étude a pour principal objectif
d’optimiser de nouvelles solutions haut débit dites « multibandes OFDM » (orthogonal frequency
division multiplexing) telles qu’elles sont envisagées au sein du consortium MBOA (Multiband OFDM
Alliance) en y rajoutant une composante CDMA (code division multiple-access) et une composante
multi-antenne MIMO (multiple input multiple output).
II. Description
Les solutions multibandes OFDM telles qu’elles sont envisagées aujourd’hui au sein du
consortium MBOA offrent certains avantages pour les applications haut débit, parmi lesquels on peut
citer leur forte efficacité spectrale, leur souplesse dans la gestion du spectre, leur robustesse vis-à-vis
des brouilleurs à bande étroite, et la facilité offerte pour la signalisation. Cependant, les degrés de
liberté de ces solutions restent relativement limités dans un contexte multi-utilisateur et multi-picocellulaire. Dans notre étude, différentes combinaisons OFDM-CDMA sont proposées, telles que le
MC-CDMA (multicarrier CDMA) et le SS-MC-MA (spread-spectrum multicarrier multiple-access)
[1]. L’ajout de la composante d’étalement apporte plus de souplesse et de degrés de liberté dans la
gestion des ressources notamment dans un contexte multi-utilisateur. De plus, l’étalement permet
d’obtenir une meilleure réjection des brouilleurs et ainsi de faciliter la cohabitation des systèmes UWB
avec les systèmes à bande étroite.
Différents algorithmes d’allocation dynamique des ressources sont étudiés dans le but d’améliorer
les performances du système OFDM-CDMA proposé en terme de débit, portée ou marge du système
[2]. Les différents paramètres du système (longueur et nombre de codes d’étalement, nombre de blocs,
répartition des bits et énergies sur les sous-porteuses) sont optimisés en considérant des modulations
fixes ou variables, tout en respectant les contraintes de DSP (densité spectrale de puissance) imposées
par la FCC (Federal Communications Commission) ainsi que celles imposées par la Commission
Européenne.
Ces dernières années, les techniques MIMO se sont affirmées comme une nouvelle voie très
prometteuse pour améliorer la robustesse et l’efficacité spectrale des systèmes hertziens haut débit en
exploitant la dimension spatiale. Différentes approches (formation de voies, multiplexage, codage
temps-espace, …) privilégiant soit la robustesse soit l’efficacité spectrale et nécessitant ou non la
connaissance au niveau de l’émetteur de la réponse du canal existent. Ainsi, nous proposons de
combiner des techniques multi-antennes MIMO avec les solutions OFDM-CDMA développées d’une
façon exhaustive, dans le but d’améliorer toujours plus les performances en terme de débit et de
robustesse en considérant ou non une connaissance partielle ou totale de la réponse du canal [3].
Les résultats de simulation du système global montrent que les performances obtenues sont
considérablement plus intéressantes que celles de la solution MBOA. A noter que ces améliorations
peuvent être obtenues sans augmenter la complexité du segment radio-fréquence par rapport à MBOA.
Références :
[1] A. Stephan, J-Y. Baudais and J-F. Hélard, “Adaptive multi-carrier spread-spectrum with dynamic timefrequency codes for UWB applications,” in Proc. MC-SS’07, Germany, May 2007.
[2] A. Stephan, J-Y. Baudais and J-F. Hélard, “Adaptive spread spectrum multicarrier multiple-access for UWB
systems,” in Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Dublin, Ireland, April 2007.
[3] A. Stephan, J-Y. Baudais and J-F. Hélard, “Optimisation des systèmes MIMO SS-MC-MA dans le contexte
UWB,” in 21st Colloque GRETSI, Troyes, France, Sept. 2007, to be published.
Étude et optimisation des techniques OFDM-CDMA
pour les applications UWB haut débit
Antoine STEPHAN > [email protected]
Contexte
Objectif – Transmission ultra large bande (UWB) haut débit pour les applications WPAN
Méthodes proposées – Ajout d’une composante d’étalement et d’une composante MIMO à la solution OFDM soutenue par le consortium MBOA
Politiques d’allocation dynamique des ressources
Résultats pratiques – Augmentation du débit, de la portée et de la robustesse du système
L’UWB et la solution MBOA
Spectre divisé en 14 sous-bandes de 528 MHz
Forme d’onde OFDM avec 100 sous-porteuses de données (QPSK)
Gestion multi-utilisateurs assurée par des codes temps-fréquence (TFC)
Contraintes : limitation dans un contexte multi-utilisateur (conflits)
Canal 1
Canal 2
Canal 3
Canal 4
Canal 5
• Contraintes en DSP
6
3.1
-40
10.6
8.5
-41.3
Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande Bande
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
-60
- Contexte européen (mars 2006)
-70
La ECC impose des limites en DSP
beaucoup plus sévères sauf sur la bande
6–8,5 GHz
-80
FCC 2002 (MBOA)
ECC 2006 (Europe)
-90
f
- Contexte américain (février 2002)
La FCC impose une limite en DSP de
-41,3 dBm/MHz sur tout le spectre
-50
EIRP (dBm/MHz)
•
•
•
•
1
3
5
7
Fréquence (GHz)
9
11
3432 3960 4488 5016 5544 6072 6600 7128 7656 8184 8712 9240 9768 10296 (MHz)
Système SS-MC-MA (OFDM précodé)
Représentation schématique du système
Chaîne de transmission
Données
d’entrée
Codage
convolutif
Embrouillage
Poinçonnage
Entrelacement
bit
Mapping
Etalement
(FHT)
Insertion sousporteuses pilotes
et de gardes
Modulation OFDM
+
Add Zero Padding
(ZP)
N
codes
Canal
Données
de sortie
Désembrouillage
Décodage
de Viterbi
Dépoinçonnage
Désentrelacement
bit
Détection
+
Désétalement
(IFHT)
Retrait des
porteuses pilotes
et de garde
3960
4488
Sous-bande 2
Sous-bande 3
Codes
Overlay & Add
+
Démodulation
OFDM
Utilisateur 1
Utilisateur 2
Utilisateur 3
Fréquence
Temps
• Débit total :
• Étalement selon l’axe fréquentiel
• Meilleure robustesse vis-à-vis de la sélectivité fréquentielle du canal et des brouilleurs
à bande étroite
• Allocation des ressources et gestion des accès multiples plus flexibles
f (MHz)
3432
Sous-bande 1
R SS − MC − MA =
B
Nb
∑ ∑ log
b =1 c = 1
2
1
⎛
⎜1 +
Γ
⎝
Symbole étalé
L
L2b
∑ (1 / h
Lb
i =1
2
i ,b
)
E c ,b ⎞
⎟
N 0 ⎟⎠
• Allocation des énergies et des bits par code d’étalement
• Optimisation de la longueur et du nombre de codes
Résultats de simulation
150
100
50
0
30
40
50
60
70
80
-41
90
Attenuation (dB)
• Gain d’étalement de 15 dB par rapport à MBOA
• Gain de l’allocation dynamique de 12 dB
CM2 MBOA
CM2 SS-MC-MA
CM2 SS-MC-MA & DTFC
CM4 MBOA
CM4 SS-MC-MA
CM4 SS-MC-MA & DTFC
1600
1200
800
400
0
30
40
50
60
70
80
90
Power Density (dBm/MHz)
MBOA
Adaptive OFDM
SS-MC-MA L=100
Adaptive SS-MC-MA
200
Modulations variables (QPSK, MAQ-8 et MAQ-16) sans codage de canal
2000
Total system throughput (bit/3*symbol)
User throughput (bit/symbol)
Modulation fixe (QPSK) sans codage de canal
100
Attenuation (dB)
-42
-43
-44
-45
-46
-47
0
L=1
L = 16
FCC Mask
20
40
60
80
100
Subcarrier Index
• Débit et portée du système SS-MC-MA adaptatif supérieurs à celui du système MBOA
• Meilleure gestion de l’énergie (DSP) disponible
Conclusion
• Augmentation de la portée et des débits du système MBOA grâce à l’ajout de la composante d’étalement
• Pas d’augmentation de la complexité du segment radio-fréquence par rapport à MBOA
• Système proposé pertinent pour les applications UWB haut débit multi-pico-cellulaires
Etude de l'impact des bruits impulsifs sur la qualité de transmission des systèmes à courants
porteurs (CPL).
Gautier Avril
France Télécom R&D Lannion
[email protected]
Depuis quelques années, l'intérêt pour les nouveaux systèmes de transmission à courants porteurs
(CPL) est grandissant. Cette technologie permet de transmettre de l'information à très haut débit sur
l'infrastructure électrique existante, ce qui lui confère le potentiel de pénétration le plus élevé parmi
toutes les autres alternatives "sur fil". Il n'est alors plus nécessaire d'installer un coûteux câblage dans
la maison et contrairement aux systèmes sans fil ("wireless"), le réseau électrique est présent dans la
totalité des pièces de la maison et permet de traverser sans encombre murs, plafonds etc.
En dépit de cet énorme potentiel, il subsiste des obstacles technologiques liés au fait que le support
ligne électrique n'a pas été conçu pour transmettre de l'information à haut débit. En effet, compte tenu
de la dissymétrie de la ligne, il se pose des problèmes de compatibilité électromagnétique.
En particulier, l'un des aspects à prendre en considération concerne les bruits impulsifs, qui sont
conduits ou couplés sur le réseau électrique et se superposent à l'information utile. Ces bruits
impulsifs, de très forte amplitude, vont causer des erreurs de transmission et avoir inévitablement un
impact sur des services vidéos tels que la TV numérique ou la vidéo à la demande.
L'objectif de cette thèse d'établir une caractérisation des bruits impulsifs présents sur le réseau
électrique, notamment en observant de nombreux appareils générateurs de bruits impulsifs : radiateurs,
aspirateurs, lampes basse consommation etc. afin d'établir des modèles de bruits et des méthodes de
lutte contre les bruits impulsif adaptés au réseau CPL.
Etude de la mise en oeuvre d’un récepteur itératif pour système multi-antennes
Laurent Boher
France Télécom R&D Rennes RESA/BWA
[email protected]
Parmi les systèmes de communications dits avancés, les systèmes multi-antennes sont
considérés comme une rupture technologique importante par la communauté scientifique de part le
gain potentiel conséquent en terme de capacité des systèmes. L’exploitation efficace de la diversité
spatiale fait de ces systèmes de sérieux candidats pour des systèmes fixes et mobiles de s futures
générations de transmission.
De la même manière, ces dernières années, les techniques itératives en réception ont largement
été étudiées et laissent entrevoir la possibilité d’obtenir des performances proches des performances
optimales d`es lors qu’un rapport signal bruit suffisant est obtenu. Tout d’abord introduits avec les
turbo codes, les récepteurs itératifs ont été initialement appliqués au décodage de canal. Tr`es
rapidement ce principe itératif d’échanger des informations de fiabilité entre plusieurs éléments en
réception a été appliqué d’autres fonction que le décodage de canal comme des fonction d’égalisation,
de synchronisation, d’estimation de canal. Ces techniques itératives ont aussi été appliquées aux
systèmes MIMO, des systèmes mettant en oeuvre également du précodage linéaire ou des techniques
d’accès de type MC-CDMA (Multi Carrier-Code Division Multiple Access) ou des termes interférents
ont être traités. Ces récepteurs, malgré leur efficacité, sont cependant peu utilisés cause de leur
complexité et de leur latence.
Le but de cette thèse est de démonter la faisabilité hardware de ces types de récepteurs dans un
contexte MIMO-OFDM ou de lourds calculs matriciels sont réalisés. Dans un premier temps, une
étude algorithmique a permis de définir les différents composants du récepteur (choix du type
d’égaliseur, choix du codage de canal). Puis, Une architecture efficace permettant la mise en parallèle
des calculs d’égalisation et de décodage canal a été développé. Cette architecture permet une latence
de réception limitée et l’accélération du processus de convergence. Basé sur cette architecture, un
turbo-égaliseur a été implémenté sur FPGA. On observe que l’augmentation de la complexité du au
processus itératif réside principalement dans les besoins mémoires.
Fig. 1 – Schéma de principe de la turbo-égalisation dans un contexte MIMO. La fonction de décodage MIMO et
le décodeur de canal s’échangent des informations souples sur les bits afin d’annuler progressivement
l’interférence.
Construction des codes temps-espace en treillis équilibrés
pour nT antennes et modulation 4-PSK
Thi Minh Hien NGO
Groupe Communications & Propagation & Radar
Email : [email protected]
I. Contexte
Les modulations temps-espace codées en treillis (STTCM) ont été proposées pour la première fois par
Tarokh et al. Cette technique de codage temps-espace repose sur la généralisation à des systèmes multi
antennes dits MIMO des modulations codées en treillis. Plusieurs critères de performance que doivent
vérifier ces nouveaux codes pour maximiser la diversité et le gain de codage ont été établis. A partir de
ces différents critères, plusieurs recherches de codes de façon exhaustive ont été menées.
L’inconvénient de l’absence de méthode de construction se traduit par une augmentation très rapide de
la puissance de calcul lorsque le nombre d’états du codeur augmente. Parmi les codes publiés, les
codes obtenus avec le critère de la trace obtiennent les meilleures performances.
On a remarqué que tous les meilleurs codes publiés ont une propriété commune : ils utilisent tous les
points de la constellation d’une façon équiprobable (si les données binaires sont générées par une
source sans mémoire d’une façon équiprobable). On propose de les appeler “codes équilibrés”. Pour la
suite, on vous propose une méthode de construction des codes “équilibrés”. Au final, la recherche de
meilleurs codes est limitée seulement à cette famille de codes.
II. Codes temps espace en treillis
Nous considérons le cas général des STTC utilisant une modulation 4-PSK.
Un codeur STTC est ainsi défini par sa matrice génératrice C comprenant nT × n(υ + 1) coefficients :
Où
nT : nombre d’antennes d’émission
n : nombre de registres à décalage de υ bascules
III. Construction des codes équilibrés 4-PSK pour plusieurs d’antennes d’émission
La construction des codes équilibrés comprend deux étapes :
• Etape 1 : Génération de toutes les bases de ZnT4
• Etape 2 : Permutation de tous les vecteurs colonnes de chaque base obtenue pour
générer la totalité des codes totalement équilibrés.
Et voici quelques résultats obtenus pour 2 antennes d’émission :
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K
Attaques par Canaux Auxiliaires
D. Réal
Centre d’Electronique de l’Armement, Laboratoire de Ressources Cryptographiques
[email protected], 02 99 42 64 68
Les applications embarquées qui ont un fort besoin de sécurité utilisent des algorithmes
cryptographiques conçus pour être robuste contre la cryptanalyse. Cependant, quelque soit le
composant (carte à puce, FPGA, microprocesseur), il peut laisser transparaître des empreintes de son
activité via sa consommation de courant, son temps de calcul ou son rayonnement électromagnétique.
Ces canaux sont dits canaux cachées ou canaux auxiliaires.
Tout le talent d’un attaquant consiste alors à interpréter ces observation au regard de
l’algorithme cryptographique utilisée afin de retrouver la donnée secrète : la clé de chiffrement. Des
méthodes statistiques comme la Differential Power Analysis [1] tout comme de attaque « one shot »
comme la Simple Power Analysis [2] ou la Template Analysis [3] ont été conçues et ainsi cette
menace est devenue une réalité. Elles utilisent un principe simple, lorsque qu’un registre ou même en
bit est manipulé lorsque le composant chiffre, la valeur de ce registre influence le canal auxiliaire.
Depuis peu certaines contre mesures sont développées pour contrer cette menace. Il existe
deux écoles. Les contre mesure hardware agissent au niveau transistors afin d’empocher la signature
sue le canal auxiliaires directement. La deuxième école est dite la classe des contre mesure software :
elle propose d’adapter les algorithmes cryptographique afin qu’un secret ne soit plus directement
manipulé mais plutôt un secret masqué par une valeur aléatoire (le secret s est remplacé par s+a avec a
aléatoire dans le traitement cryptographique).
L’objectif de ma thèse est de comprendre la manière dont un algorithme cryptographique signe
en champ électromagnétique. Pour cela, lors de ma première année de thèse, j’ai effectué une DPA et
une TA. Je souhaite à pressent me focaliser sur le rayonnement de certaines opérations élémentaires.
Références :
[1] P.C. Kocher and J. Jaffe and B. Jun, Differential Power Analysis, Advances in Cryptology ;
Crypto '99.
[2] Chari J.R. Rao and P.Riohatgi, Template Attacks, Cryptographic Hardware and
Embedded Systems; CHES 2002.
[3] C.Rechberger and E.Oswald, Practical Template Attacks, International Workshop on
Ifformation Security Application ; WISA 2004.
Session 2-1
Microélectronique
Transistor au silicium microcristallin fabriqué à très basse température
(<200°C)
Nathalie Coulon, khaled Belarbi
4. Caractérisation des transistors
Une étape primordiale dans notre étude est la
caractérisation des transistors qui nous permet
d’extraire les différents paramètres : mobilité des
porteurs de charge dans le canal, la tension de seuil
et la pente sous le seuil.
Université de Rennes1- IETR/ Groupe de Microélectronique - Campus Beaulieu - Bat 11B
35042 Rennes Cedex
[email protected], [email protected]
1. Introduction
Aujourd’hui, la mise au point de procédés de
fabrication de dispositifs électroniques à très basse
température prend une importance particulière eu
égard aux nombreuses applications dans l’affichage
nomade, la bio-compatibilité électronique, les
textiles intelligents, …
L’étude menée dans ce sens au Laboratoire
bénéficie
des
compétences
développées
antérieurement dans la mise au point de procédés
technologiques sur substrat de verre à une
température maximale de 600°C. L’abaissement de
cette température maximale jusqu’à 200°C
nécessite le contrôle des dépôts de couches de
silicium dopé ou non par PECVD en liaison avec
leurs propriétés électroniques et celles des
composants. Des couches dont la morphologie
correspond à un matériau microcristallin, avec des
cristallites de l’ordre de quelques dizaines de
nanomètres ont été élaborées.
Le choix d’une structure microcristalline
correspond à la double nécessité d’une
compatibilité technologique avec le silicium
amorphe et d’une stabilité équivalente à celle du
silicium polycristallin. Le matériau possède, en
commun avec le silicium amorphe hydrogéné (aSi : H), les techniques de dépôt et la possibilité de
travailler à basse température. Il partage avec le
silicium polycristallin les propriétés optiques, une
rugosité de surface importante due à la présence de
cristallites, et une stabilité potentielle vis-à-vis de la
création de défauts métastables [1].
Le travail se subdivise en trois parties :
La première consiste à optimiser les différentes
couches de silicium, d’oxyde de silicium et de
nitrure de silicium déposées à très basse
2. Dépôt des couches par PECVD
Parmi les nombreuses techniques d’élaboration, la
technique PECVD (dépôt par décomposition
chimique en phase vapeur assisté par plasma) est
très répandue et offre plusieurs avantages pour le
dépôt de ce type de matériau. En effet, la variation
des nombreux paramètres permet de déposer des
couches qualifiées de qualité électronique [2]. C’est
une méthode propre qui offre la possibilité de
travailler à des températures basses, ce qui est
nécessaire lorsque les substrats sont sensibles à
l’élévation de la température. Elle consiste en la
création d’un plasma à partir d’un gaz ou d’un
mélange de gaz : argon, hydrogène ou bien mélange
argon-hydrogène-silane qui favorisent l’ionisation
des gaz par leur collisions avec le SiH4, mais
contribuent également au bombardement de la
couche déposée. En appliquant une décharge d’une
puissance radiofréquence à 13.56 MHz. la densité
électronique dans le plasma et donc la fraction
dissociée des molécules augmente [1].
Le bâti utilisé est un réacteur constitué de trois
chambres. La première chambre est consacrée au
dépôt de couches isolantes SiO2 et Si3N4 destinées
à servir d’isolant de grille, afin de réaliser des topgates à partir du Si3N4. La deuxième chambre est
dédiée au dépôt de couches de silicium non dopé.
La troisième chambre est destinée au dépôt de
couches de silicium dopé.
L’étude a débuté par une familiarisation avec la
technique de dépôt de couches par PECVD dans un
réacteur mono chambre identique. Le but consiste à
reproduire les résultats obtenus auparavant sur la
qualité du matériau. De ce fait, nous avons fait
varier la dilution de silane dans un mélange d’argon
hydrogène ou argon pur ou hydrogène pur sachant
que ces paramètres jouent un rôle important dans
l’obtention d’un matériau de qualité optimale.
Le matériau déposé sur des plaques de verre est
ensuite utilisé pour fabriquer des TFTs en salle
blanche par un procédé de photolithographie à 4
masques. Après avoir réalisé des îlots par gravure
du silicium, et formé les zones de drain et de source
1E-6
1E-7
IDS(A)
La réalisation de circuits électroniques
directement sur substrat flexible de type plastique
est devenue un enjeu majeur dans le développement
de systèmes portables pour différentes applications
comme la visualisation, les capteurs biologiques, le
textile intelligent…
Les transistors constituant la brique de base de
tout circuit électronique, il est nécessaire
d’optimiser leur fabrication à une température
faible compatible avec l’utilisation de tels
substrats.
Cet article décrit la mise au point d’un procédé de
fabrication de transistors à une température
maximale de 200°C. Il est basé sur le dépôt de
couches de silicium microcristallin non-dopé et
dopé, d’oxyde de silicium ou de nitrure de silicium.
température dans un réacteur PECVD à 3 chambres
en faisant varier les paramètres de dépôt, (pression,
température, débit des gaz, distance inter électrode)
ainsi que les traitements de surface.
La deuxième tâche consiste en la réalisation de
transistors (TFTs) stables et de paramètres
électriques supérieurs à celle des TFTs au silicium
amorphe et uniformes sur une grande surface.
La troisième et dernière partie utilisera la procédé
optimisé pour fabriquer des transistors à grille
suspendue.
Figure 1 : bâti multi chambre PECVD
par gravure du silicium dopé, une couche d’oxyde
de silicium est déposée par pulvérisation RF. Des
ouvertures sont ensuite réalisées dans cet oxyde par
gravure humide. Une couche d’aluminium est
déposée par évaporation Joule et gravée par voie
humide afin de former les contacts de grille, source
et drain.
3. Etapes technologiques de fabrication
des TFTs
Oxyde
Oxyde
Substrat de verre
Substrat de verre
VDS= 1V
1E-9
1E-11
1E-12
-5
0
5
10
15
20
30
Figure 3 : Exemple de caractéristiques de
transfert de plusieurs transistors réalisés à
partir de couches de silicium déposées dans
différentes conditions. La variation du courant
direct, de la tension de seuil et de la pente sous le
seuil montre l’effet important des conditions de
dépôt.
-6
30V
-6
6,00x10
25V
-6
4,50x10
-6
3,00x10
20V
-6
1,50x10
15V
10V
5V
0,00
Oxyde
0
Substrat de verre
3
25
VGS(V)
7,50x10
2
1
1E-8
1E-10
IDS(A)
Résumé
5
10
15
20
25
30
VDS(V)
4
Aluminium
Oxyde
Si-non dopé
Figure 4 : Exemple de caractéristiques de sortie
5. Conclusion et perspectives
Nous avons comme objectif d’optimiser les
paramètres de dépôt du silicium microcristallin sur
le nouveau réacteur multi-chambres afin d’obtenir
une meilleure qualité de matériau et un meilleur
dispositif.
5
1- Vue d’une coupe de la structure après le dépôt
d’oxyde sur substrat de verre.
2- Vue d’une coupe de la structure après définition
de la couche active.
3- Vue d’une coupe de la structure après la gravure
de la couche dopée.
4- Vue d’une coupe de la structure après ouverture
des contacts de source et drain.
5- Structure finale après définition des contacts
d’aluminium
Références
[1] : A. Saboundji, qualification de différents matériaux
silicium en vue de la réalisation sue le même substrat de
transistors dédiés à différentes applications. Thèse de
Doctorat de l’Université de Rennes1, N°3129, décembre
2004.
[2] : S. Kasouit, Mécanisme de croissance et transport
dans le silicium microcristallin fluoré. Application aux
transistors en couches minces et transfert technologique
Thèse de Doctorat de l’Ecole Polytechnique de Paris.
Transistor au silicium microcristallin
fabriqués à très basse température (<200°C)
Nathalie COULON
Khaled BELARBI
IETR/UMR CNRS 6164 – [email protected]
IETR/UMR CNRS 6164 – [email protected]
Objectifs
Domaines d’applications
Notre objectif principale est la réalisation de circuits électroniques
directement sur du verre et sur des substrat flexible de type plastique en
utilisant le nitrure comme couche isolante.
Applications diverses et variées:
c Optimisation des différentes couches de silicium, d’oxyde de silicium et
de nitrure de silicium à basse température dans un réacteur PECVD.
d Réalisation de transistors TFTs stable et de paramètres électriques
supérieurs à celle des TFTs au silicium amorphe et uniforme sur une
grande surface.
e Fabrications des transistors à grille suspendue.
ƒ Capteurs biologiques afin de détecter L’ADN,
Protéines et mesurer le PH.
ƒ Textile intelligent
ƒ Affichage nomade
ƒ Les écrans classiques
(adressage des pixels).
Principe
decouches
détection
Dépôt
des
par PECVD
de
type
AMLCD
ƒ La deuxième chambre est dédiée au dépôt de
couches de silicium non dopé.
Le développement industriel des microsystèmes (micro
capteurs
et micro actionneurs) nécessite impérativement des
techniques
de fabrication en grande série et moindre coût, c’est pourquoi
on a opté pour cette technique de dépôt.
Le bâti utilisé est un réacteur constitué de trois
chambres:
ƒ La troisième chambre est destinée au dépôt de
couches de silicium dopé.
Avantages de la technique de dépôt PECVD:
- Technologie basse température
ƒ La première chambre est consacrée au dépôt
des couches isolantes SiO2 et Si3N4 destinées
à servir d’isolant de grille.
- Reproductibilité et Stabilité des transistors.
Bâti multi chambre PECVD
Transistor au silicium microcristallin
- Utilise des substrat souple tel que le plastique.
Pourquoi le nitrure de silicium ?
Étapes technologiques de Fabrication des TFTs:
1. Vue d’une coupe de la structure après définition de
la couche active.
2. Vue d’une coupe de la structure après la gravure
de couche dopée.
3. Vue d’une coupe de la structure après ouverture
des contacts de source et drain.
4. Structure finale après définition des contacts
D’aluminium.
Substrat
SUBSTRAT
SUBSTRAT
Silicium non dopé
2
1
Silicium dopé
Aluminium
SUBSTRAT
SUBSTRAT
Oxyde de grille
4
3
Caractérisation des transistors
Caractérisation
ƒ Le nitrure de silicium est un matériau largement développé dans le
domaine de la microélectronique, ou il a été employé comme: isolant des
transistors à film minces [Matsumoto]. Il a trouvé aussi de nombreuses
applications, notamment comme une couche de passivation [sinha] pour les
TFTs ainsi que pour les cellules solaires [Santana] ou d’imageurs intègres
[Benoît],dans lequel hydrogène joue un rôle important.
Ce matériau a une bande interdite importante et un fort indice de réfraction.
ƒ Dans le cadre des travaux du laboratoire, on a commencé à faire du dépôt
de nitrure à basse température afin d’optimiser les paramètres optimaux du
dépôt et aussi une bonne qualité d’isolant avec moins de charges fixes et
mobiles.
ƒ le nitrure de silicium déposé par PECVD est largement hydrogéné et
rarement stoechiométrique, car cela nous amènent à passer au applications
biologiques et biomédicales.
Techniques de caractérisation
1,0
Intensité Raman
‰ Une étape primordiale dans notre étude est la caractérisation des transistors qui nous permet
d’extraire les différents paramètres : mobilité des porteurs de charge dans le canal, la tension de
seuil et la pente sous le seuil.
0,8
0,6
0,4
0,2
7,50x10
-6
6,00x10
-6
30V
1E-6
1E-8
IDS(A)
IDS(A)
1E-7
VDS= 1V
1E-9
4,50x10
-6
3,00x10
-6
1,50x10
-6
0,0
25V
20V
1E-10
1E-11
15V
10V
5V
0,00
1E-12
-5
0
5
10
15
20
25
30
VGS(V)
Caractéristiques de transfert
0
5
10
15
20
25
30
AFM
400
440
480
520
560
-1
Nombre d'onde (cm )
600
MEB
RAMAN
Il existe autres méthodes de caractérisation tel que le XPS, FTIR, SIMS.
VDS(V)
Caractéristiques de sortie
Perspectives
ƒ Déposé le nitrure à basse température (<200°C).
ƒ Obtenir des transistors avec de fortes mobilités et une bonne stabilités.
ƒ Réalisation des transistors sur du plastique.
ƒ Réalisation des transistors à grille suspendue.
ƒ Réalisation d’un capteur biologique.
Références bibliographique:
[1] S.Kasouit : ” Mécanisme de croissance et transport dans le silicium microcristallin fluoré, application aux
transistors en couches minces et transfert technologique” Thèse de doctorat, Polythèque de Paris (décembre 2005).
[2] A. Saboundji: “ quantification de différents matériaux silicium en vue de la réalisation sur le même substrat de
transistors dédiés à différentes application” Thèse de doctorat, Université de Rennes 1 (décembre 2004).
[3] T. Matsumoto, Y. Murata, J. Watanabe, study of silicon –hydrogen bonds at an amorphous sicon/silicon nitride
interface using infrared attenuated total reflection spectroscopy Applied Physics Letters, 1992, Vol. 60,1942.
[4] A.K Sinha, H.J Levinstein, T.E Smith, G. Quintana, S.E Haszko, Reactive plasma deposited Si-N films for
MOS-LSI passivation J. Electrochem. Society, 1978, vol.125,pp.601-08.
[5] G. Santana, A. Morales-Acevedo, optimisation of PECVD SiN:H films for silicon solar cells solar Energy
Materials and Solar Cells, 2000, Vol 60, N2,pp.135-42.
[6] D. Benoit, P.Morin, M.Cohen, P.Bulkin, J.L.Regolini, Effect of silicon nitride passivation layer on mean dark
current and quantum efficiency of CMOS active pixel sensors Proceedongs of the Materials Reasearch Society,
2005, Vol.864,pp443-8.
Étude prédictive d'un transistor film mince géométrie verticale en technologie basses
températures sur substrat de verre (< 600°C)
Himi Deen TOURE, Thierry GAILLARD, Nathalie COULON, Olivier BONNAUD
IETR - UMR CNRS 6164, Groupe Microélectronique
[email protected]
Résumé
Dans cet article, nous présentons les résultats de la conception et de la modélisation du
fonctionnement électrique d’un transistor films minces à base de polysilicium présentant une
géométrie verticale. Cette étude a porté sur la variation des paramètres géométriques longueur du
canal, largeur du canal et le dopage afin d’accroître la densité d’intégration et le courant.
I. Introduction
La loi de Moore stipulant : « la densité d’intégration double tous les 18 mois », symbole de la
miniaturisation, atteint de nos jours ces limites. Pour résoudre certaines des contraintes technologiques
de résolution et de lithographie liées à la miniaturisation, nous développerons le concept de transistor
vertical (T.V) [1]. Ce travail présente la conception et caractérisation électrique d’un dispositif
transistor film mince vertical à base de silicium polycristallin déposé sur du verre qui sera ensuite
réalisé par une technique maîtrisée au laboratoire [2] afin d’observer l’influence des paramètres.
II. a. Conception et caractérisation du transistor MOS film mince vertical.
Suite à l’étude bibliographique [3], et en tenant compte des possibilités technologiques du
laboratoire, nous avons décidé d’adopter la géométrie, les dimensions et les concentrations en atomes
dopant présentées sur la figure 1. Pour cela, nous avons modélisé les défauts et impuretés du
polysilicium, matériau intermédiaire entre le monocristal et l’amorphe qui est constitué de grains
monocristallins séparés par des zones désordonnées ou joints de grains qui sont riches en défauts et
assimilées à du silicium amorphe [figure 1]. Avec ces éléments nous avons ensuite modélisé la
caractéristique électrique un transistor vertical [figure 2]. Ce travail a été réalisé à l’aide des outils du
pack logiciel de la société SILVACO :
Polysilicium avec
- ATHENA pour la fabrication de structures
défauts et mobilité
modélisés
- DEVEDIT pour l’optimisation du maillage
- ATLAS pour la caractérisation électrique
Monocristallin
Figure 2 : T.V pmos conçu à Figure 3 : caractéristique
l’aide d’ATHENA, DEVEDIT
II. b. Mise en relief des problèmes technologiques
Figure 3 : poly 1500nm,
oxyde par pulvérisation
cathodique 70nm
Id=f (VGS) pour VDS=-1v des T.V
polycristallin et monocristallin
Figure 2 : accumulation
Figure 4 : poly 1500nm, oxyde
significatives et par endroit de par dépôt chimique à pression
l’aluminium (congères)
atmosphérique 70nm
Figure 5 : poly 1500nm,
oxyde 70nm, Alu. 350nm
Recuit “Problème Ombrage”
III. Conclusion et perspectives
Cette étude prédictive très importante nous a permis d’amorcer [figures 3 à 6] la réalisation du T.V
peigne à dents. L’importance des transistors verticaux n’est plus à démontrer tant au niveau intégration
que performances (augmentation courant, transconductance, longueur de grille faible).
Références Bibliographiques
[1] E. Gili and P.L.F. Hemment – Solid State Electronics. 48 (2004) 511-9
[2] R. Rogel, G. Gautier, N. Coulon, M. Sarret, O. Bonnaud – Thin Solid Films 427 (2003) 108 – 112
[3] M. Kittler and D. Schinpanski – IEEE Electron Device Letters 2000, D58/1-6
Étude prédictive d'un transistor film mince en structure
verticale en technologie basses températures sur substrat
de verre (< 600°C)
H.D. Touré, N. Coulon, T. Gaillard , O. Bonnaud
IETR/UMR CNRS 6164 – [email protected], [email protected],, [email protected],[email protected]
Objectifs
Fonctionnement d’un transistor MOSFET classique
- Conception et réalisation de transistors films minces verticaux:
Outil: pack virtual wafer de silvaco
Æ Athena: simulation technologique
Æ Atlas: simulation électrique
Æ DevEdit, Tonyplot: pour le maillage et la visualisation
Technologie: Low Pressure Chemical Vapor Deposition (LPCVD)
Températures: dépôt à basses températures (< 600°c)
Symbole du pmos
à enrichissement
2 types : PMOS et NMOS
- AVANTAGES
Intégration et Courant.
Meilleur contrôle de la longueur du canal
faible Coût
Figure 1: schéma d’un transistor
latéral pmos
Figure 2: Caractéristiques Figure 3: Caractéristique
Id=f(VDS )
Id=f(VGS )
Nécessité
Principe ded’intégration
détection
- Coût par fonction
Paramètres d’intégration
(Longueur et Largeur)
- Augmentation des performances
Figure 4: mosfet latéral type P
- Augmentation de la productivité des usines
couche
P, NA = 1e19
cm-3
couche
N, ND = 1e18
cm-3
Augmentation du courant
couche
Augmentation de la transconductance
P, NA = 1e19
cm-3
Accroissement de la densité d’intégration
N’y a t-il pas plus d’appartements dans un immeuble que dans une
maison classique sur une aire bien déterminée?
Figure 5: transistor vertical Pmos
Résultats simulation
Étapes technologiques
Oxyde APCVD
Courant TV supérieur d’un décade à celui
du TFT classique
- Nettoyage du substrat silicium ou
verre, Dépôt d’oxyde APCVD
Masque 3: Dépôt d’oxyde de grille et
ouverture de contacts Drain et Source
Substrat
TV simulé sur du
polysilicium sans
défauts
TV simulé
sur du
polysilicium
avec défauts,
Vgs>0
Substrat
+
Masque 1: isolation des
transistors
Masque 4: Dépôt Aluminium et
gravure
Substrat
Masque 2: définition de la
forme du transistor
Substrat
Aluminium
Figure 7: Étude comparative TFT
classique et TV Nmos
Fortement dopé, Source
Substrat
Non dopé, Canal
Fortement dopé, Drain
Oxyde
TV simulé
sur du
polysilicium
avec défauts,
Vgs<0
Figure 8: Caractéristique Id=f(VGS) pour VDS =-1v
Figure 6: Étapes de fabrication du transistor vertical
Étude technologique en cours
Étude de marche
ƒ Mise en lumière des problèmes
-Choix de la technique d’oxydation
-Continuité de la couche d’aluminium
-Choix de la technique de gravure du polysilicium
ƒ Réduction des capacités de recouvrement au sommet
Figure 9 : poly 1500nm, oxyde par
pulvérisation cathodique 70nm
Figure 13 : gravure au TMAH
(5%)
Figure 14 : gravure à la Nextral à 600mv,
P=30w, Débit SF6=20%
Perspectives
Réalisation d’un TFT peigne vertical type Nmos (canaux interdigités)
Réalisation de TFT verticaux à grille circulaire
Figure 10 : accumulation significatives par
endroit de l’aluminium (congères)
Figure 11 : poly 1500nm, oxyde par dépôt
chimique à pression atmosphérique 70nm
Figure 12 : poly 1500nm,, oxyde 70nm, Alu.
350nm Recuit “Problème Ombrage”
Détection de protéines liées au métabolisme du fer par SGFET, transistor à grille suspendue
A. Girard, M. Harnois, F. Bendriaa, F. Le Bihan, P. Brissot
Groupe Microélectronique
[email protected]
Le projet présenté ici a pour but la conception et la caractérisation d’un biocapteur basé sur le principe
d’un transistor possédant une grille suspendue. Ce dispositif doit permettre de caractériser les
différentes anomalies génétiques liées au métabolisme du fer afin de les identifier et de les
diagnostiquer rapidement. Pour se faire, il faut identifier et quantifier les protéines impliquées dans ces
maladies. Une des plus importantes protéines liées au fer a été sélectionnée pour cette étude: la
transferrine. Elle doit permettre de déceler les déficiences du métabolisme et ainsi de caractériser
quatre types d'anomalies génétiques différentes, nommées hémochromatoses.
Notre capteur utilise une propriété connue pour l’électrophorèse : la charge spécifique de la
protéine. A pH sanguin, la transferrine est chargée négativement. Le SGFET (Suspended Gate Field
Effect Transistor) est en effet capable de détecter toute variation de charge. La présence de charges
(ici, du nombre de protéines) sous la grille se traduit par un décalage de la courbe caractéristique de
fonctionnement du transistor correspondant à variation de tension. Les premiers tests liés à cette
étude révèlent la faisabilité, la rapidité et la simplicité de lecture du résultat ainsi qu’une grande
sensibilité.
Le SGFET est conçu et fabriqué au sein de notre laboratoire l’IETR. Les étapes de fabrication sont
semblables à celles d’un transistor MOS classique. L’originalité vient de la nécessité de créer "un
pont" en polysilicium servant de grille (visible sur les figures 1), et de mettre en place un système
d’isolation résistant aux mesures dans des milieux biologiques mais aussi biocompatible (résine,
oxyde de protection et nitrure de silicium). Les protéines dans notre cas sont immobilisées afin de
limiter les variations durant la mesure. Une première méthode de fonctionnalisation a été mise en
place pour valider la détection et la sélection en milieux simples et complexes.
Grille
Source
500nm
Grille
Drain
Figures1 : Schéma en coupe du SGFET
Micrographie inclinée du transistor
Zoom sur le flan du pont de grille
Résultats de détection/sélection
Notre dispositif permet d‘allier trois disciplines : la microélectronique pour la conception et la
fabrication du capteur (IETR), la chimie (URM6226) pour
la fonctionnalisation et enfin de la biologie pour l’aspect
protéique et médical (CHU Rennes, Inserm U522).
Nous avons prouvé que notre capteur est bien isolé, peut
détecter/sélectionner (exemple en figure 2) des molécules
de transferrines immobilisées sous sa grille à de faibles
concentrations (de 10 à 100 fois moins que la
concentration sanguine), même dans des milieux
complexes. La petite taille et les capacités de la structure
en micropont suspendu pour une détection sensible, sans
Figure2 : exemple de courbe obtenue pour une
marqueur, en temps réel, peuvent être utiles dans l'analyse
détection de transferrine dans un milieu complexe
(lait)
et le diagnostic d'anomalies du métabolisme du fer.
-4
-1,50x10
-4
-1,25x10
Réference : anticorps+saturation
Tranferrine :100ng/mL
-4
Id(A)
-1,00x10
-5
-7,50x10
-5
-5,00x10
-5
-2,50x10
0,00
-4,0
-4,5
-5,0
-5,5
-6,0
Vg(V)
-6,5
-7,0
-7,5
-8,0
Détection Électronique de Protéines
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Objectifs
Albumine
• Protéine plasmique de référence présente en grande quantité
• Validation de la faisabilité
• Études comparatives possible avec des systèmes existant
Utilisation du SGFET (Suspended Gate Field Effect Transistor)
• S’affranchir des techniques de détections optiques coûteuses et à la
lourde mise en place (temps, marqueurs, …)
• Étude possible dans un milieu physiologique
• Système plus sensible aux variations de charge (Cf. étude du pH)
Transferrine
• Protéine plasmique liée au métabolisme du fer (Protéine de transport)
• Caractérisation d’anomalies liées au métabolisme du fer afin de les identifier et
de les diagnostiquer rapidement.
Projet pluridisciplinaire
La biologie à l’échelle moléculaire: protéines et anticorps
La biochimie pour l’étude des couches d’accrochages et de leur sélectivité
La micro-technologie pour la conception du capteur
L’étude des couches d’accrochages
Afin de détecter de façon précise la présence des protéines, il est
nécessaire de les accrocher sous la grille grâce à des couches
organiques comme le Glutaraldéhyde(GA) déposées sur le nitrure de
silicium (surface non organique). Le Ga est vaporisé sur le dispositif.
Il s’en suit une immobilisation des anticorps spécifiques pour
chacune des protéines permettant ainsi de sélectionner la protéine
cible dans un milieu complexe.
Méthode de mesure
Toute modification de la charge sous la grille induit une baisse ou une hausse du
courant drain-source (Id).
Après chaque greffage d’une nouvelle couche, on relève la caractéristique de
transfert du transistor. Les mesures s’effectuent dans du PBS (Phosphate
Buffered Saline), un milieu physiologique tampon.
Nitrure de Silicium
non fonctionnalisé
-4
-1,0x10
-5
-8,0x10
Ids (A)
Résultats
-5
-6,0x10
Glutaraldehyde
-5
-4,0x10
-5
-2,0x10
0,0
-2
-3
-4
-5
-6
-7
-8
-9
-10
Glutaraldehyde
+ Anticorps
-11
Vgs (V)
On observe des décalages de la caractéristiques ce qui indique une variation de
charges sous le pont de mesure.
Dans les graphiques suivants, le décalage, entre l’immobilisation des anticorps et
le greffage des antigènes, montre l’apparition de charges négatives sous le pont.
La transferrine et l’albumine étant chargées négativement, on peut donc supposer
que l’espèce détectée est bien cette protéine.
Chaque étape de l’immobilisation est étudiée et validée par
XPS, microscopie électronique et par AFM.
Protocol utilisé pour la détection
Anticorps
Nitrure de silicium
fonctionnalisé
Id(A)
Immobilisation des anticorps
En solution, 1h
Lait
-2,0x10
-4
-1,5x10
-4
-1,0x10
-4
-5,0x10
-5
Albumine
Antialbumine
Après Saturation
Albumine
Détection d’albumine à une
concentration de 1µg/mL avec
saturation
On obtient un décalage de 250mV
Saturation, 1h
0,0
-4
-5
-6
-7
-8
-9
-10
Vg(V)
-4
Greffage des antigènes
En solution, 1h
Complexes
anticorps / antigènes
-1,2x10
Transferrine
-4
-1,0x10
Antitransferrine
Après Saturation
Transferrine
-5
-8,0x10
Détection de transferrine à une
concentration de 10µg/mL avec
saturation
On obtient un décalage de 270mV
Id (A)
Protéines
-5
-6,0x10
-5
-4,0x10
-5
-2,0x10
0,0
-5
2,0x10
-5
-6
-7
Vgs (V)
Perspectives
Optimisation de l’accrochage par silanisation en collaboration avec le département de chimie de l’université de Rennes 1
Calibration du dispositif avec différentes concentrations d’albumine et de transferrine
Caractérisation de maladie du métabolisme du fer
Fabrication de puits pour une intégration du capteur dans les standards de l’analyse protéomique
Partenariat
• Avec les laboratoires de physique et de chimie de l’université de Rennes 1 pour la mise en place de couches d’accrochage et leur étude
• Avec le CHU de Pontchaillou par l’intermédiare du Prof. P. Brissot pour l’étude des maladies liées au métabolisme du fer
• Avec l’INSERM unité 522 pour l’étude des protéines (albumine et transferrine)
-8
-9
Détection électrique de molécules d’ADN à l’aide de transistors à grille suspendue
M. Harnois, O. De Sagazan, Anne-Claire Salaün, Tayeb Mohammed Brahim
IETR/ Groupe Microélectronique, Campus Beaulieu Bât 11b
Email : [email protected]
1. Introduction
Certaines problématiques de la biologie ont permis l’explosion des biotechnologies. Des applications directes
de ces nouvelles technologies ont grandement facilité le séquençage du génome humain et ouvrent désormais
de nombreuses perspectives, en particulier dans le domaine de la protéomique. Les enjeux concernent le
développement de solutions permettant la détection des biomolécules (ADN, ARN, protéines, anticorps).
L’exemple le plus représentatif de cette évolution est celui des biopuces dans le but d’effectuer un diagnostic
rapide, simple et peu onéreux.
L’objectif pour le laboratoire est d’utiliser ces compétences pour réaliser un capteur capable d’identifier des
gènes. Ainsi, un fragment de brin d’ADN (ODN) s’associe-t-il volontiers avec le fragment opposé, et
seulement avec lui. C’est ce mécanisme de reconnaissance, appelé hybridation, qui permet d’identifier un
gène : il suffit de détenir le brin d’ADN sonde pour disposer d’un « appât » capable de révéler la présence
éventuelle du gène recherché. Le laboratoire propose d’utiliser une structure à effet de champ appelée
SGFET (transistor à grille suspendue) déjà utilisée pour la détection de variation de pH dans des solutions
aqueuses, afin de détecter l’hybridation de deux brins complémentaires d’ADN.
2. Principe de détection
Des études précédentes ont montré la grande sensibilité du dispositif présenté à tous types de charges
présentes sous la grille du SGFET. Le SGFET (figure1) a notamment été testé en tant que capteur
d’ambiance et de pH [1].
-5
-2V
-3,0x10
-5
-2,5x10
Al
ODN greffé
ODN non comp.
ODN comp.
-5
-2,0x10
DNA molecules
Id(A)
-5
Poly Si P+
-1,5x10
-5
-1,0x10
-6
-5,0x10
Si P+
0,0
Bulk Si N
-1
-2
-3
-4
-5
-6
Vg(V)
Figure 1. Représentation de la structure après
libération du pont et accrochage de molécules d’ADN
sous le pont.
Figure 2 : Caractéristique de transfert du SGFET après
greffage de l’ODN sonde, après essai d’hybridation avec
l’ODN non complémentaire et après essai d’hybridation avec
l’ODN complémentaire
Un monobrin d’ADN est chargé négativement grâce à ses groupements phosphate. Lors de l’accrochage des
séquences d’ADN sonde puis l’ajout des cibles (hybridation) sous la grille du SGFET, de nouvelles charges
sont introduites, ce qui a pour effet de modifier la caractéristique de transfert en provoquant un « décalage »
de la tension de seuil dans le sens positif (figure 2). Nous pouvons ainsi détecter si il y a ou non hybridation
en observant le décalage de la tension de seuil du SGFET. En conclusion, si la tension de seuil varie après
l’ajout de la cible alors il y a eu hybridation. Dans le cas contraire l’hybridation n’a pas eu lieu.
3. Perspectives
Le but de notre étude est d’utiliser le transistor à air gap (SGFET), dont la technologie est maîtrisée par le
groupe microélectronique de l’IETR, afin de réaliser à terme une biopuce. Nous pouvons aussi envisager la
réalisation d’une matrice de SGFET afin d’effectuer une reconnaissance de gènes en parallèle. La biopuce
ainsi réalisée constituerait une évolution dans le domaine génétique en terme de facilité de mise en œuvre, de
réduction des coûts…
Références :
[1] Mohammed-Brahim T et al. French patent n° 0407583, July 7, 2004
TITRE
Biocapteur à ADN
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Objectifs
Enjeux:
Problématique :
Développer une méthode de détection permettant la reconnaissance de
l’hybridation entre deux brins d’ADN complémentaires.
But :
Offrir aux utilisateurs une nouvelle solution réduisant les coûts et la complexité de
l’analyse tout en évitant l’étape de PCR (amplification de l’ADN cible)
Sujet pluridisciplinaire s’inscrivant dans le cadre d’une thématique
récente en plein essor alliant :
Electronique.
Biologie moléculaire.
Biochimie.
Chimie de surface.
Micro-technologie.
Avantages de la technologie SGFET pour la détection d’ADN :
Réalisation de circuits actifs complexes et intégrés.
Lecture des données en parallèle sans utilisation de marqueurs.
Rapidité.
Sensibilité.
Résultats
Principe de détection : le principe repose sur la capacité d’un simple brin d’ADN à pouvoir spontanément et spécifiquement reconnaître et former un complexe (duplex
ou double hélice) avec le brin contenant une séquence complémentaire. C’est le phénomène d’hybridation.
Structure d’un brin d’ADN
Vue en coupe du SGFET avec présence du
duplex ADN cible et sonde
Illustration du phénomène à
détecter: L’HYBRIDATION
zoom
3.4 nm
pour
10
paires
de
bases
Propriété de l’ADN
Application au SGFET
2 nm
Étape permise grâce aux liaisons hydrogène.
Les constituants:
Acide phosphorique: H3PO4
Sucre (le désoxyribose)C4O4H10
Les bases azotées: A, T, C, G
L’apport de charges négatives dues à
Liaisons sélectives A—T et G—C.
l’hybridation ODN sonde / ODN cible implique la
variation de la caractéristique de transfert.
Hybridation efficace sous certaine conditions
(pH, stringence, température de fusion…).
ADN constituée de charges négatives portées
par leurs groupements phosphate.
Résultats: Essais sur des séquences impliquées dans le cancer du sein de 240 paires de bases avec protocole d’hybridation utilisant le glutaraldéhyde comme couche d’accroche
Détection de deux brins complémentaires du gène
porteur du cancer du sein
Détection de deux brins non complémentaires
du gène porteur du cancer du sein
Vg en Volt
Vg en Volt
-1,00E-04
-1,00E-04
-8,00E-05
-8,00E-05
Id en A
-4,00E-05
-2,00E-05
-6,00E-05
accrochage séquence sonde
25 paires de base
-4,00E-05
accrochage séquence cible
complémentaire 240 paires
de base
-2,00E-05
0,00E+00
Id en A
réference après accroghage
glutaraldéhyde
-6,00E-05
réference après
accroghage
glutaraldéhyde
accrochage séquence
sonde 25 paires de
base
accrochage séquence
cible 240 paires de
base
Composition de la séquence cible (1 seule mutation):
-----TCAAAGCGCCAGTCATTTGCTCTGTTTTCAAATCCAGGAAATGCAGAA-------Composition de la séquence sonde:
GGATTTGAAAACGGAGCAAATGACT
Test 1: Shift de de la caractéristique de 250mV pour Id=20 µA
Test 2: Aucun shift de la caractéristique
Point forts:
0,00E+00
2,00E-05
2,00E-05
-4
-5
-6
-7
-8
-9
Test 1: Homozygote normal
(Normal/Normal) avec sonde Normale
Résultat attendu : Hybridation
-4
-5
-6
-7
-8
-9
Test 2: Homozygote normal
(Normal/Normal) avec sonde Mutée
Résultat attendu : Pas d’Hybridation
Détection à faible concentration 25ng/µl après PCR (amplification de la
séquence cible)
Taille de la séquence sonde (25 paires de bases) différente de celle de la cible
(240 paires de bases)
Une seule mutation sur 240 paires de bases
Grande sensibilité.
Perspectives
Tests envisagés:
Applications diverses et variées:
Reconnaissance du gène porteur de la mucoviscidose.
- Délétion de 3 paires de bases sur une séquence cible de 64 paires de bases.
Étude de la réponse du capteur en fonction de la concentration de la séquence cible.
Amélioration du protocole d’accrochage en collaboration avec des chimistes.
Tests sur des séquences sans étapes de PCR.
- But : éviter une étape longue et coûteuse.
Mise aux point d’un Lab on Chip.
Médecine légale (empreinte ADN).
Applications militaires (détection de menaces bactériologiques).
Pharmacologie (découverte de nouveaux médicaments).
Diagnostic clinique (Détection des mutations responsables de maladies génétiques).
Contrôle environnemental.
Contrôle agroalimentaire.
Partenariats
• Collaboration avec MHS (Microcomposants Haute Sécurité Nantes) en vue d’un transfert de technologie et la réalisation d’une Biopuce permettant l’analyse en parallèle des
séquences d’ADN.
• Collaboration avec le Laboratoire de Genetique Moleculaire du CHU de Nantes pour l’étude de la mucoviscidose
et du cancer du sein.
• Prof. N. JAFFREZIC-RENAULT Laboratoire CEGELY -Ecole Centrale de Lyon
Architecture et circuiterie pour mémoires RAM ultra denses
dans les technologies nanométriques.
Gérald Gouya
Freescale Semiconductor
[email protected] tél. 0438923590
Les circuits intégrés nanométriques (<65nm) contiennent une part toujours plus grande
de mémoires RAM embarquées représentant couramment plus de 50% de la surface de la
puce. Le coût de fabrication des puces étant proportionnel à leur surface, il est donc très
important de réduire au maximum la surface d’une fonction mémoire donnée. Les mémoires
RAM embarquées dans les puces sont d’une part, des SRAM à 6 transistors dont le point
mémoire est minimisé en surface grâce à des règles de dessin agressives, et d’autre part, des
DRAM composées d’un transistor et d’une capacité. Ces deux types de mémoire présentent
des inconvénients : rendement de fabrication plus difficile à garantir que pour le reste de la
puce pour la première ; coût des étapes de fabrication et masques supplémentaires pour la
réalisation de la capacité et du transistor d’accès pour la deuxième. Grâce à la meilleure
densité de son point mémoire, le surcoût de fabrication de la DRAM peut être amorti à partir
d’une certaine quantité de cellules mémoires embarquées sur la puce. Mais, un délai de mise
en production de cette technologie existe toujours, limitant ainsi son avantage compétitif.
C’est pourquoi des recherches sont en cours pour proposer une solution alternative de
mémoire ultra dense, dont le procédé de fabrication soit suffisamment proche de celui utilisé
pour les fonctions logiques. Ainsi, la mémoire pourra être mise en production dans le même
temps que la logique standard
Dans cet esprit, depuis quelques années, un nouveau type d’architecture de mémoire
RAM sans capacités est développé. Ces mémoires, dont le principe est particulièrement
prometteur, utilisent le substrat flottant d’un transistor pour stocker l’information. Ne
nécessitant qu’un seul transitor, elles sont ainsi appelées 1T-DRAM. Le point mémoire 1TDRAM est réalisable en technologie SOI (Fig. 1a), sans surcoût process grâce à son substrat
naturellement flottant, ou sur silicium massif (Fig. 1b), moyennant un faible surcoût, avec la
création d’un caisson d’isolation autour du transistor.
(a)
(b)
Figure 1. Vue en coupe montrant l’architecture du transitor 1T-DRAM en technologie SOI (a) et sur
silicium massif (b).
Le sujet de cette thèse, qui s’articule autour des DRAMs sans capacités, a donc pour objectif :
• d’identifier les concepts de mémoire ultra denses
• de comprendre les éléments technologiques associés aux DRAMs sans capacités sur
silicium massif
• de concevoir et de valider sur silicium les briques de circuit nécessaires à l’assemblage
de prototypes de mémoire DRAM sans capacité en technologie 45nm
Ce travail débouchera sur une étude comparative des circuits nécessaires à la DRAM sans
capacité et des autres solutions potentielles existantes.
Etude de nouveaux matériaux : Films Minces perovskites oxynitrures LaTiO2N, de la
microélectronique à la photocatalyse
A. ZIANI
Groupe Microélectronique
[email protected] / Tél. 02 96 60 96 65
Mon travail de recherche s’inscrit dans l’objectif du développement de nouveaux matériaux et plus
précisément dans la croissance et la caractérisation de films minces oxynitrures LaTiO2N pour des
applications allant de la microélectronique à la photocatalyse. J’effectue ma thèse au sein de l’équipe
Technologie Couches Minces (I.E.T.R. CNRS-UMR 6164) basée à l’IUT de Saint Brieuc. Ma thèse
est encadrée par le Dr. Claire LE PAVEN-THIVET, sous la direction du Pr. Jacques PINEL.
En chimie du solide, on peut procéder à des dopages ou des substitutions partielles dans les matériaux
afin de modifier leurs propriétés. Ses propriétés intéressantes des composés oxynitrures perovskites,
dans lesquels on a substitué l’oxygène par l’azote, ont été mises en évidence, comme dans le cas des
films minces SrTiO3 dopés azote [1]. Dans cette optique, un axe de recherche de l'équipe briochine
s'est développé sur un composé original, jusqu'à lors uniquement étudié sous forme de céramique :
LaTiO2N [2]. Dans le but de mettre à jour de nouvelles propriétés sur le matériau oxynitrure LaTiO2N,
des dépôts de films minces sont effectués par pulvérisation cathodique radio fréquence réactive
magnétron sur différents substrat monocristallins (SrTiO3, MgO, Si). Les paramètres importants de
dépôt sont le taux d’azote dans le plasma, la température du substrat, la puissance radiofréquence et la
pression dans la chambre de croissance. Les résultats de diffraction des rayons X mettent en évidence
différents états de cristallisation en fonction de ces paramètres: amorphe, polycristallin, texturé ou
épitaxié [3].
Les mesures effectuées sur les couches minces de LaTiO2N montrent des valeurs de constantes
diélectriques très élevées, entre 300 et 1300 (Tamb, 10 kHz) suivant le taux d’azote présent dans le
plasma lors du dépôt. Les mesures électriques montrent pour certains films un caractère ferroélectrique
évident, qu'il conviendra d'optimiser. De plus, la grande variation de la capacité en fonction de la
tension appliquée suggère un matériau à grande agilité électrique, utilisable dans des systèmes
électroniques reconfigurables.
Par ailleurs, plusieurs équipes japonaises ont démontré le potentiel des matériaux oxynitrures en
photocatalyse dans le domaine environnemental. De nombreux travaux ont aussi montré l’aptitude des
matériaux oxydes (band-gap > 3,1 eV) à réaliser cette fonction sous lumière ultra violette. La
poursuite de ces études s’oriente vers l’obtention d’une réaction sous lumière visible (300nm < λ <
400nm) en présence d’un matériau à plus faible gap. Dans cette optique, les oxynitrures sont
intéressants, car leurs largeurs de bande interdite se situent dans le domaine du visible (Eg ~ 2 eV, ce
sont des matériaux colorés). En ce qui concerne le matériau LaTiO2N, sous forme de films minces, les
premières mesures semblent montrer une activité électrique significative sous lumière visible, au
contraire de ce qui est observé pour l'oxyde.
Mon travail de thèse a permis d’optimiser les conditions de dépôt pour l’obtention de films de bonne
qualité cristalline, il met en évidence l’intérêt des couches minces oxynitrure de LaTiO2N pour des
applications, allant des systèmes microélectroniques au domaine de la photocatalyse.
Bibliographie :
[1]
N. Kohara, T. Sawada, M. Kitawa, T. Uenoyama, European Patent 1078998A2, 28 fev.2001.
[2]
R. Marchand, Y. Laurent, J. Guyader, P. L'haridon, P. Verdier, J. Eur. Ceram. Soc. 8 (1991)
197-213.
[3]
C. Le Paven-Thivet, L. Le Gendre , J. Le Castrec , F. Cheviré , F. Tessier , J. Pinel : Progr.
Solid State Chem., available online 14 january 2007, (2007) in press.
Session 2-2
Automatique des Systèmes Hybrides
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TRANSIENT STABILITY STUDY OF
LARGE SCALE POWER SYSTEM
M. Ali, D. Ernst, J. Buisson > [email protected]
Classical Approach To Analyze Transient Stability Phenomena
•The classical definition of the transient stability of a power system is the
ability to maintain the synchronous operation of all interconnected machines
when they are subjected to plausible disturbances.
•The classical control/protection schemes for power systems are designed to
avoid the loss of synchronism of any generator ‘whatever the price’.
Building The Case For Studying Propagation Rather Than Inception Of Loss Of Synchronism
•The transient stability problems must be seen from another point of view.
•Indeed, new generating units added to the power system tend to be small with respect to the overall size of the
system. As a consequence, the problem of losing one or several generators does not necessarily imply a collapse of
the whole system and, therefore, the classical approach to transient stability is too restrictive.
•We illustrate this concept on a power system which has a regular structure (see graphic below).
Analyzing And Counteracting The Propagation Of Loss Of Synchronism
• As a method for analysis, we solve the so-called “swing equations” of the system.
• A generator whose frequency goes 10% above its nominal value goes out of step.
• Depending on the magnitude of the fault we found out that the loss of synchronism:
(I) could not occur (II) could be local (III) could propagate to the whole system.
Conclusion
•The direction of study of the transient stability problem for large scale power systems must be reoriented.
•Power system design strategies should rather focus on avoiding the propagation of loss of synchronism phenomena.
•We are going to consider the following control means: generation shedding, islanding of the system, load shedding,
dynamic breaking.
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Commutations minimales
3.5
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•
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14
3
12
2.5
10
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Boule attractive
3
2.5
2
2
8
I
I
I
1.5
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1
4
0.5
2
0
1.5
1
0
0.2
0.4
0.6
0.8
V
1
1.2
1.4
0
0.5
0
0.2
0.4
0.6
V
0.8
1
0
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
V
1
1.1
1.2
1.3
1.4
'
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FRQYHUWLVVHXUVpOHFWURQLTXHV
Mihai BÂJA, Hervé CORMERAIS, Jean BUISSON > [email protected]
'RPDLQH
•Exemples d’applications
‡eOHFWURQLTXHGHSXLVVDQFH
•Alimentation des téléphones
portables
•Alimentations pour des équipements électroniques
•Commandes moteurs CC, moteurs synchrones,….
‡(QMHX[
• Commande des
moteurs TGV
•Améliorer la commande
•Réduire la pollution harmonique
0RGpOLVDWLRQ
•Systèmes à commutations : plusieurs configurations fonction de l’état des
interrupteurs ρ •Forme hamiltonienne (PCH): [ =
(- (ρ ) − 5(ρ ))] + J (ρ )X
Interconnections
avec
Dissipations
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Stockage:
(=
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•Définition d’une fonction de Lyapunov basée sur des considérants énergétiques: 9 ( [ [ ) =
•Calcul de la commande ρ de telle façon que sa dérivée soit toujours négative:
7
[ )[
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S
7
7
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•Différentes stratégies de commande : descente maximale, commutations minimales, boule attractive.
5pVXOWDWV
5pVXOWDWVH[SpULPHQWDOHV
Cas du convertisseur boost
Convertisseur multiniveaux
à trois cellules avec charge
R-L.
Commutations minimales
3.5
3
•Trajectoires dans l’espace
d’état
2.5
•Objectif : régulation du courant
dans la charge, des tensions
aux bornes des capacités
2
I
1.5
1
0.5
0
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
1.2
1.4
V
Boule attractive
3
Descente maximale
14
•Résultats
12
2.5
Courant dans la charge
0.75
Tensions des capacités
25
0.7
20
10
2
0.65
8
I
6
1
Vc
0.6
10
0.55
5
4
0.5
0
0.4
15
Ich
I
1.5
2
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
V
1
1.1
1.2
1.3
1.4
0
0.5
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
0
V
0.05
0.1
t
0.15
0
0
0.05
0.1
0.15
t
&RQFOXVLRQ
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‡3ULVHHQFRPSWHGHVSURSULpWpVSK\VLTXHVGXV\VWqPH
‡,PSOpPHQWDWLRQVXUXQH[HPSOHUpHO
Recherche réalisée en partie dans le cadre
du réseau d’excellence HYCON
Partenariats (ETH, KTH, LTH, CRAN)
Session 3
Image et Télédétection
Stratégie d’encodage pour codeur vidéo scalable
Contrôle de débit sur le standard MPEG-4 SVC
Yohann PITREY, Olivier DEFORGES, Marie BABEL
Groupe Image
[email protected] – 02.23.23.85.97
Du fait de l’évolution des moyens de communication et des dispositifs informatiques, la transmission
de vidéo est en plein essor à l’heure actuelle. Devant la nature imposante des données vidéo à
transmettre, des méthodes de compression telles que le standard H.264 / MPEG-4 AVC (Advanced
Video Coding) proposent des solutions pour condenser la quantité de données à transmettre. La
diversité des moyens de transmission et des dispositifs de lecture a mis en exergue le besoin de
flexibilité du contenu vidéo et a donné naissance à la vidéo scalable, capable de s’adapter en fonction
des besoins et des possibilités.
La transmission de vidéo sur les réseaux de communication actuels doit faire face d’une part à
l’hétérogénéité des canaux de transmission, d’autre part à la diversité des dispositifs de lecture. Selon
le type de canal, de la bande passante ou du débit de transmission dont on dispose, les capacités de
transport peuvent varier de façon importante. De même, selon le support sur lequel la vidéo est
destinée à être lue, les besoins varient en termes de résolution spatiale, de qualité ou de fréquence
temporelle.
La vidéo scalable, récemment standardisée par la norme MPEG-4 SVC (Scalable Video Coding), est
une extension de MPEG-4 AVC visant à optimiser la transmission d’un flux vidéo sur des réseaux
hétérogènes. A partir d’une couche de base compatible avec MPEG-4 AVC, on empile différentes
couches d’amélioration en résolution spatiale, en fréquence temporelle ou en qualité. La scalabilité
spatiale fournit des couches de plusieurs dimensions, et permet d’adapter le flux à plusieurs types de
dispositifs de lecture capables d’afficher des résolutions différentes (téléphones portables, PDAs,
téléviseurs Haute Définition, etc.). La scalabilité temporelle permet d’accroître l’impression de fluidité
de mouvement en augmentant le nombre d’images affichées par seconde. La scalabilité en qualité
permet d’affiner les informations transmises, pour augmenter l’impression de qualité du flux
reconstruit.
Les données contenues dans une séquence vidéo renferment de nombreuses redondances spatiotemporelles, que la compression tente d’éliminer pour condenser l’information et réduire le volume
nécessaire pour la stocker. Pour qu’elle soit utilisable en pratique, on accepte généralement de perdre
une partie des informations du flux d’origine au cours de la compression. Le débit du flux de données
en sortie d’un encodeur vidéo peut varier de manière significative en fonction de l’importance des
redondances, de la complexité du contenu et de la quantité de données perdues.
La transmission sur un canal de communication à débit donné ou la compatibilité avec certains
dispositifs de lecture limités en puissance de calcul impose des contraintes au flux vidéo. Le rôle du
contrôle de débit est de moduler la quantité de données perdues à l’encodage pour respecter ces
contraintes, tout en maximisant la qualité du flux reconstruit. D’un côté, le modèle débit tente de
décrire le comportement du débit du flux compressé en fonction des paramètres de l’encodage, de
l’autre le modèle de distorsion évalue l’altération causée par la compression avec perte. Une stratégie
d’encodage dicte alors l’équilibre entre ces deux antagonistes pour respecter les contraintes imposées.
A l’heure actuelle, le contrôle de débit sur MPEG-4 SVC n’a fait l’objet d’aucune étude exhaustive.
Des solutions simplistes ont vu le jour, mais leurs résultats ne sont pas satisfaisants. Le but de nos
travaux est d’élaborer des techniques de contrôle de débit prenant en compte de façon conjointe les
trois types de scalabilité offerts par MPEG-4 SVC. Suite à notre étude bibliographique, nous étendrons
les techniques de contrôle de débit existant sur MPEG-4 AVC à la vidéo scalable. Les politiques de
répartition des ressources entre les différentes couches d’un flux scalable représenteront également une
grande part de nos activités. L’impression visuelle de qualité sera abordée dans le cadre d’un
collaboration avec le laboratoire IRCCyN de Nantes. Pour finir, en vue du portage d’un encodeur
MPEG-4 SVC sur des appareils limités en puissance de calcul, nous nous intéresserons à l’analyse et
au contrôle de la complexité du processus d’encodage.
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Modélisation de la diffusion des sols agricoles pour l’estimation des paramètres Bio et Géophysiques au moyen d’images radar polarimétriques et interferométriques
S. Daniel
Groupe Image et Télédétection – équipe SAPHIR
[email protected] - 0223235571.
De nos jours, le contrôle de l'humidité du sol est devenu un outil essentiel notamment dans la
prédiction d'inondations en indiquant la saturation en eau du sol, ainsi que pour la prédiction de
rendement d'une culture, principalement pour les pays menacés de sécheresse. De plus, l'érosion des
sols présente une menace significative contre la productivité et la santé des ressources agricoles.
L'objectif de mes travaux est destiné à estimer des paramètres bio et géophysiques des sols agricoles.
Cette activité est importante et en plein développement en télédétection à partir d'images radar. De
nombreux modèles d'inversion existent afin d'estimer ces paramètres de surface sur des champs
agricoles nus. Hors, la présence de champs nus est rare, souvent ces champs sont labourés donc
possèdent des sillons ou sont recouvert de petites végétations. C'est pourquoi, mes travaux de
recherche reposent sur deux thèmes: la modélisation de la réponse électromagnétique des surfaces
périodiques et celles recouvertes de petites végétations.
Premièrement, les champs labourés sont des surfaces périodiques et aléatoires. Ces champs ont été
étudié sur les images radar et apparaissent avec des pics d'intensité liés aux sillons: les résonnances de
Bragg. La diffusion par ces surfaces aléatoires et périodiques (comme la surface des océans) a été
modélisée par l'intermédiaire de la méthode des petites perturbations avec une extension des
conditions aux limites (SPM/EBC: Small Perturbation Method/ Extended Boundary Conditions en
anglais). Par manque de mesures terrain, cette étude a été suspendue mais sera poursuivie en
septembre 2007. En effet, une étude en multi-image c'est-à-dire une étude de différentes images radar
d'une même cible, est envisagée afin d'homogénéiser l'image et d'en réduire les diffractions de Bragg
gênantes pour l'estimation des paramètres de surfaces.
Deuxièmement, plusieurs études des surfaces recouvertes de végétations ont été menées. Tout d'abord,
afin d'extraire les champs souhaités, une classification de la petite végétation basée sur l'utilisation de
deux paramètres a été mise en oeuvre. Cette classification peut être déterminée avant d'analyser des
données radar. Le premier paramètre est la différence entre deux mécanismes de réflexion: le simple et
le double rebond (SDERD: Single and Double Bounce Eigenvalue Relative Difference en anglais).
Ainsi, ce paramètre permet d'observer l'influence entre les mécanismes de diffusions. Le second
paramètre utilisé pour la classification de la végétation, est celui défini par Lüneburg qui détermine la
propriété aléatoire d'une cible. Cette classification permet ainsi de différencier les sols nus, les sols
recouverts de petites/moyennes/hautes végétations. Puis, afin de comprendre le comportement de la
petite végétation sur le sol, un modèle semi-empirique basé sur le transfert radiatif à l'ordre 1 a été
analysé. Ce modèle prend en compte la contribution de diffusion de la végétation, du sol et du rebond
de l'onde électromagnétique sur le sol et la végétation. Ainsi, il a été possible d'étudier l'influence des
différentes contributions suivant différentes polarisations. Une étude multi-temporelle (images radar
réalisées à différents moments de l'année) et multi-fréquentielle (images radar réalisées à différentes
fréquences) des données et du modèle est envisageable afin de mettre en évidence le comportement de
la petite végétation et d'estimer les paramètres de surface.
A partir de l'étude des surfaces périodiques ainsi que des sols recouverts de petite végétation, une
cartographie des sols (niveau d'humidité, occupation des sols, type de culture) sera réalisable et
permettra de prévoir les catastrophes naturelles comme les inondations.
Etude de la petite végétation sur l’estimation
des paramètres de surface
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE
RENNES
[email protected]
Sandrine DANIEL Sophie ALLAIN Eric POTTIER
Contexte
Outil:
La télédétection permet d'observer, d'analyser,
d'interpréter et de gérer l'environnement à partir
d'images obtenues à l'aide de plates-formes
aéroportées, spatiales, terrestres ou maritimes.
Principe de fonctionnement:
A - Radar qui émet les ondes électromagnétiques
B - Rayonnement dans l’atmosphère
C - Interaction entre le sol et les ondes
D - Radar qui récupére les ondes réfléchies sur le sol
E - Transmission au centre de traitement
F - Interprétation et analyse des images radar
G - Application
Motivation:
De nos jours, la surveillance de l'environnement terrestre
est devenu indispensable afin de contrôler l’humidité et
l’érosion du sol par le biais d’image radar puisque toutes
les zones terrestres sont observables par des radars
quelles que soient les conditions météorologiques, de
jour comme de nuit.
Objectifs & Procédés
Analyse Qualitative
Repérage des zones recherchées
Objectif:
Estimation des paramètres bio et géophysiques des sols
agricoles recouvert de petite végétation à partir d’images
radar.
Procédés:
•Localiser les champs agricoles recouverts d’une couche de
végétation
•Modéliser la petite végétation
Cartographie
Paramètres utilisés
λ −λ
λ +λ
S
D
S
D
Analyse Quantitative
Estimation des paramètres de surface
(humidité, rugosité du sol…)
La cartographie sert à repérer
les zones recouvertes de
végétation
Différence entre le
mécanisme de réflexion de
simple et double rebond
SDERD =
Extraction des paramètres polarimétriques
Paramètre de Lüneburg
caractérisant la propriété
aléatoire de la cible
pr =
− 1 ≤ SDERD ≤ 1
α1 < α 2 ⇒ λS = λ1nos et λD = λ2 nos
α1 > α 2 ⇒ λS = λ2 nos et λD = λ1nos
Le modèle permet de modéliser la
réponse électromagnétique de la
petite végétation.
Modèle
3 ⎧ λ32 + λ22 ⎫
.⎨
⎬
2 ⎩ λ12 + λ22 + λ32 ⎭
λ1 > λ2 > λ3
1
Contributions:
2
0 ≤ pr ≤ 1
Sol
Végétation
Végétation-Sol
Paramètres
d’entrée:
Végétation
a
τ
ε
Sol
s
Modèle semiempirique du 1er ordre
du Transfert radiatif
Utilisation de l’IEM pour
la modélisation du sol
l
Coefficient de diffusion
de la canopée
σ can = σ v + Γ 2σ S + σ SV
Conditions
Γ 2 : atténuation de l' onde
SDERD
Modèle de Freeman
Construction de la
matrice de cohérence
T
pr
Contribution de la
végétation
Validation théorique:
Image radar RGB
Résultat classification
α i : Angles indiquant le type de mécanisme de diffusion avec leurs puissances associées λi
Perspectives
Obtenir une cartographie
- de l’humidité du sol
- de l’occupation des sols
-Valider la cartographie de la végétation
Pour ce faire
- Estimer l’humidité des sols nus, recouverts de végétation ou
périodiques
Codage et suivi d'objets dans les séquences d'images par approche hybride et multirésolution
Erwan Flécher
Groupe Image et Télédétection
[email protected] – tél. 02 23 23 85 97
Mots clés : codage vidéo, bas débit, représentation en région, scalabilité sémantique
Le but de cette thèse est de développer un schéma de compression dit de seconde génération qui soit
performant dans le domaine du bas débit (Internet, mobile) avec une complexité algorithmique réduite.
Une extension au sans perte est aussi envisagée. La principale originalité de la solution proposée est
qu’elle repose sur une description de l’image qui soit à la fois adaptée aux techniques de codage mais
aussi fortement cohérente avec le contenu. La finalité étant de proposer un schéma performant en
compression mais aussi de pouvoir y inclure des fonctionnalités avancées tel que le codage par régions
d’intérêts. En raison de l’hétérogénéité des réseaux de transmission et des récepteurs vidéo
(résidentiel, téléphone portable), le système proposé se doit de fournir une représentation "scalable" du
contenu des séquences d’images. La scalabilité décrit la possibilité d’un décodage des images par
couches successives afin par exemple d’en rehausser la qualité. En plus de la scalabilité, des
fonctionnalités avancées telles que le codage et suivi d’objet permettront à terme d’obtenir un système
de compression "intelligent". Le schéma proposé se nomme LAR vidéo. Il repose sur les mêmes
concepts que le codeur d’image couleur LAR (Locally Adaptive Resolution). Sa version de base, le
LAR "Flat" est une solution à complexité réduite offrant de très bonnes performances à bas débit qui
surpasse les standards de compression JPEG et JPEG2000 selon des tests psycho-visuels. L’objectif de
cette thèse vise donc à étendre le LAR à la vidéo. Pour être performant, le codage vidéo exploite toutes
les redondances présentes dans la séquence. Elles sont de deux types : temporelle (entre images
successives) et spatial (à l’intérieur de l’image). Pour la partie analyse, une segmentation spatiotemporelle permet d’extraire une description du contenu.
LAR vidéo
Compression intelligente des séquences d'images
Compression
Contenu
Vidéo
Compression : réduit le volume des données pour une qualité fixée
Objectifs
La méthode LAR (Locally Adaptive Resolution)
- compression bas débit des vidéos (Internet, mobile)
- transmission progressive des images, scalabilité
- schéma de compression à deux couches
- initialement conçue pour compresser des images fixes
Originalité du codeur LAR vidéo - de 2nd génération Le LAR "Flat" : première couche - bas débit
- fondé sur le concept LAR (Locally Adaptive Resolution)
- utilise au mieux le contenu des séquences d'images
- prédictif : utilise les redondances des images et leurs
statistiques afin de compresser plus efficacement
statisque : s'exprime en fonction de la valeur des éléments à coder
100
200
-300 -200 -100
300
Originale - 262144 octets
Image LR - 5900 octets
Post
traitement
Codage
prédictif
0
- adapté au contenu : partition de blocs de taille variable
- produit une image basse résolution (LR) de très bonne
qualité visuelle (propriétés du système visuel humain)
Valeurs à compresser
0
100
200
300
Erreur de prédiction
Partitionnement
quadtree
Contenu : utilisé afin de représenter et compresser efficacement la vidéo
Estimation et compensation de mouvement
- trouver le mouvement entre deux images successives
- produit une image compensée en mouvement = prédiction
- l'erreur de prédiction et le mouvement sont transmis
Image LR(T) = Image LR(T-1) comp. + Erreur de prédiction
Instant T-1
Image LR(T-1)
Image LR(T-1) compensée
Mouvement de T-1 ĺ T
Image LR(T)
150 régions
Segmentation spatio-temporelle (descript° régions)
- région : un groupe de blocs connexes et homogènes
- basée contenu : homogénéité de mouvement et couleur
- description compressée du mouvement et des couleurs
- les régions sont auto-extractibles par le décodeur
Exemple : frames 96 et 97 de la séquence Foreman
- séquence CIF (352x288 pixels) @ 25 frames/s
- le fond est fixe, le personnage est en mouvement
- 150 régions !150 vecteurs de mouvement
et autant de couleurs
Instant T
LAR vidéo : illustration séquence Hokey SD (720x480 pixels) @ 30 fr/s
Partitionnement
quadtree
+
Codage
entropique
Q
-
Estimation
de Compensation
de mouvement
-1
Post
traitement
Z
Représentation en régions
64 régions !64 couleurs
-1
Z
+
+
Segmentation
spatio-temporelle
-1
Q
+
Prédiction
intra
Partition quadtree
taille des blocs : 16x16 à 2x2
Q
+
+
-1
Q
Description simplifiée du codeur/décodeur LAR
PosterMaster: Erwan Flécher, [email protected]
Advisors: Marie Babel, Olivier Déforges, Véronique Coat
Image basse résolution (LR)
5889 blocs ! 5889 niveau de gris
Superposition image LR et régions
5889 niveau de gris + 64 couleurs
Caractérisation du manteau neigeux à l’aide de données SAR
N. Longépé
Groupe Image et Télédétection / Equipé SAPHIR
[email protected]
Le manteau neigeux de l'hémisphère nord varie de près de 50 millions de km² en hiver à 4 millions en
été. La caractérisation précise de ces étendues immenses, souvent difficiles d'accès et très variables
dans le temps et l'espace, est primordiale tant d'un point de vue économique qu'écologique.
L'estimation de la teneur en eau du manteau représente, par exemple, un enjeu important dans de
nombreuses applications comme la gestion des ressources électriques ou la prévention de risques
d'inondations et d'avalanches. En France, les climatologues du Centre d'étude de la neige (CEN) du
Centre national de recherches météorologiques (CNRM) - Météo France, développent des modèles
numériques, SAFRAN/CCOCUS, qui simulent l'accumulation de la neige et la formation du manteau
neigeux. Mais ces derniers manquent encore de précisions spatiales : les conditions météorologiques
sont supposées homogènes à l'échelle d'un massif (500 à 1000 km²), les variations d'altitudes se font
tous les 300 m et le modèle ne prend en compte que six orientations cardinales.
Une méthode de caractérisation du manteau neigeux à l’aide de données de capteurs SAR (Synthetic
Aperture Radar) est ici introduite. Un nouvel algorithme couplant un modèle ElectroMagnetique (EM)
multicouche et le modèle météorologique CROCUS est proposé afin d’estimer la variabilité spatiale
du manteau neigeux à une échelle très fine.
Premièrement, un modèle de diffusion EM de couvert neigeux est développé et validé à l’aide des
données du capteur SIR-C (1994) ou ASAR/ENVISAT (2004). Ce modèle permet de simuler
l’interaction des ondes EM pour le canal VV avec un manteau neigeux constitué de plusieurs couches.
Il est basé sur la solution à l’ordre un de la théorie du transfert radiatif. La théorie des fluctuations
fortes SFT est utilisée afin de prendre en compte les phénomènes de cohérence dans le milieu.
Les données ASAR/ENVISAT acquises du 16 janvier au 5 juillet 2004 sont alors comparées aux
simulations du modèle EM pour le massif des “Grandes Rousses”. Les profils stratigraphiques calculés
par Crocus permettent d’obtenir une première approche globale de la rétrodiffusion du couvert
neigeux. Cependant, de part sa faible résolution, Crocus ne permet pas de prendre en compte les zones
d’accumulation ou d’érosion créées par le vent et/ou la topographie locale.
C’est pourquoi une nouvelle méthode basée sur les données « dual – polarisation » ASAR, le modèle
EM multicouche et CROCUS est proposé. L’approche adoptée consiste en la réorganisation des profils
stratigraphiques proposés par CROCUS. Pour chaque pixel, cette réorganisation se base sur les
propriétés polarimétriques (VV et VH) et la distance spatiale afin de proposer un ensemble de profils
plus adapté. Cet ensemble de profils est simulé par le modèle EM. L’optimisation de la différence pour
le canal VV entre les données et ces simulations permet de retrouver un nouveau profil
stratigraphique. Ce processus est réitéré pour chaque pixel.
Finalement, ce nouvel algorithme permet d’obtenir une meilleure similarité entre les données et les
simulations. De part le fait que les profils estimés proviennent de CROCUS, ceux–ci restent
parfaitement réalistes. La caractérisation du manteau neigeux avec une résolution métrique peut ainsi
être réalisée dévoilant les différentes zones d’accumulation ou d’érosion.
Caractérisation du manteau neigeux
à l’aide de données SAR
N. Longépé, S. Allain, E. Pottier
[email protected]
Introduction
Objectifs : Estimation des propriétés du manteau neigeux (densité, humidité, épaisseur,…) à l’échelle globale
Moyen : Données de capteurs SAR (Synthetic Aperture Radar) à bord de satellites
Intérêts du capteur SAR : Résolution métrique, opérationnelle de jour comme de nuit, quelques soient les conditions météorologiques, ondes pénètrent
en partie dans la neige, d’où une information possible
Géoréférencement
Vers une analyse quantitative du couvert neigeux…
Géométrie de l’acquisition des données radar SAR
ol
nV
tio
ec
Dir
φ
Plan Im
Modè
dèle Nu age Spot et
mé
mérique
de Terra
in
Détection du milieu sous jacent
Surface
Forêt
Méthode d’optimisation
de contraste entre zone
Neige/sans Neige
& Été/Hiver Bande C
Variations de paramètres
polarimétriques
entre données Été / Hiver
Bande C
Spot
1 – Sélection des points
d’amer MNT / Spot
2 – Rotation Image Spot sur le MNT
3 – Sélection des points
d’amer SAR / MNT o
4 – Estimation angle d’orientation Ф,
hauteur et distance du radar
5 – Transformation du MNT au sol
dans le plan oblique radar
Azimut
Range
Données Radar acquises en Été
Bande C ou L
Modèle
Numérique de
Terrain
Nord
Analyse qualitative
Image SAR
Image optique
Pla
nR
ad
ar
Estimation des ombres sur les
données SAR (en bleu foncé)
Analyse qualitative du couvert
neigeux
Est
Sol nu
Forêt sans neige
Sol enneigé
Forêt enneigée
Modélisation EM de la diffusion du couvert neigeux
Paramètres physiques
COUCHE 1
h1, ρ1, φ1, Ve1
COUCHE 2
h2, ρ2, φ2, Ve2
Cartographie de la neige
à partir de données SAR
polarimétriques
Image Optique
Landsat
- h : hauteur de couche
- ρ : densité de la neige
- Ф : diamètres des particules
- Ve : teneur en eau liquide
Modèles EM
- Transfert Radiatif Vectoriel
- Milieu dense :
Strong Fluctuation Theory
- Multicouche
SOL
Résultats
Image SAR acquise par le satellite
européen ENVISAT le 26 avril 2004
Image SAR simulée à l’aide des
données SAFRAN /CROCUS
Image SAR simulée à l’aide
de la méthode d’inversion
Exemple : Rétrodiffusion VV
pour une zone du massif des
Grandes Rousses (Alpes)
Bonne adéquation entre les données
SAR et l’image SAR simulée après la
méthode d’inversion
Conclusion : Gain de la résolution spatiale des profils stratigraphiques CROCUS, prise en compte des zones d’accumulation ou d’érosion du manteau
Perspectives : Modélisation polarimétrique de la diffusion EM de la neige à l’aide d’une meilleure représentation spatiale de l’eau liquide dans le milieu
Méthodologie d'implantation
d'algorithmes de traitements d'images
sur architectures multi-processeurs
Ghislain ROQUIER
IETR groupe Image & Télédétection
Le contexte de mes travaux de recherche concerne les systèmes embarqués et plus
particulièrement l’intégration d’applications de traitement des images dans des systèmes
multi-processeurs. Un système embarqué est un système électronique qui réalise des
fonctionnalités tout en respectant certaines contraintes. Ces systèmes sont partout dans notre
vie de tous les jours, téléphone portable, lecteur mp3, PDA… Les principales difficultés
soulevées par la mise en œuvre de tels systèmes concernent d’une part la complexité
croissante des applications à embarquer (il n’est pas rare qu’un téléphone portable est à
exécuter des applications autres que de la téléphonie comme de la photo ou de la vidéo) et
d’autre part les exigences du marché qui impose des temps de développement toujours plus
courts. Mes travaux consistent principalement à développer une méthodologie qui permet, à
partir d’une description haut niveau de l’application et de l’architecture, une implantation
automatique d’applications de compression vidéo et d’analyse d’images sur des architectures
multi-processeurs. Je collabore au sein de mon labo au développement d’un logiciel nommé
PREESM à ces fins.
Méthodologie d'implantation
d'algorithmes de traitement d'images
sur architecture multi-processeurs
Contexte
Objectif
Développement d'une méthodologie
Systèmes embarqués
• Pourquoi?
• Qu'est-ce?
• avoir un processus de développement sûr et sans erreur
• Réduire le time-to-market
• systèmes qui exécutent des applications (vidéo, son...)
• systèmes qui sont autonomes
--> téléphone, mp3, PDA
• Pour quelles applications?
• Problématique
• compression vidéo (DivX)
• analyse d'images (reconnaissance de forme)
• Complexités croissantes
• Temps de développements réduits
Méthodologie de conception
Principe
Modèle
de l'architecture
Modèle
de l'application
• Modélisation conjointe haut-niveau
• Application
• Architecture
Optimisation
• Optimisation conjointe
• Correspondance entre l'application et l'architecture
Solution
d'implantation
• Validation d'une solution pour l'implantation
Modélisation
Exemple simple d'application
Formalisme de graphe
• L'application est un graphe flot de données
• Un sommet est une opération de l'application
• Un arc est un échange de données
• L'architecture est un graphe non-orienté
• Un sommet est une unité de calcul (processeur...)
• Un arc est une ligne de communication
1 processeur ou 2 processeurs?
Optimisation
1er cas
Objectif
• Minimiser le temps d'exécution de l'application
d1
Comment?
• En plaçant au mieux les opérations sur les processeurs
• L'optimisation doit être automatique!
• Utilisation d'algorithme d'optimisation
2ème cas
d2
temps
d1 = 3 s
d2 = 2 s
• Heuristique gloutonne, algorithme génétique...
Implantation
readm4v_double_buffering
Illustration: décodeur Mpeg-4 SP
VideoObjectPlane
VideoObjectLayer
pos_octet
buffer_out
new_buff_i
pos_i
pos_o
pos_vol
VOLsimple
donnees
pos
donnees
vop_complexity
buffer_new
VOP
VOLsimple
pos_o
buffer_state
Readm4v
Choix_I_P_haut_niveau
vop_coding_type
VOLsimple
new_buffer
init_vlc_tables_I
pos
init_vlc_tables_P
Décodeur:
VOP
DCT3D_I
DCT3D_P
vop_coding_type
mem_buffer
last_Y
mem_new_buff
i
last_U
o
last_V
o
mem_Y_last
New_buffer
pos
i
new_buff_o
o
mem_V_last
pos_octet
i
proc1 (DSP)
link1
UMR
6164
i
mem_U_last
mem_pos_octet
Architecture:
DCT3D_I
DCT3D_P
i
o
i
link (LINK)
Display
xsc_dsp(all)
vop_complexity
donnees
new_buff_i
Y
Y
U
U
V
V
pos_fin_vlc
Vidéo
compressée
o
o
proc2 (DSP)
link1
Plateforme de développement
Ghislain Roquier
[email protected]
Multi-dimension l’affine invariable représentation basée sur un clos secteur filtré
Mingqiang YANG, Kidiyo KPALMA, Joseph RONSIN
IETR/UMR CNRS 6164, Groupe Image et Télédétection
[email protected], 02 23 23 86 15
I.
Introduction
L'avènement des multimédia et les grandes collections d'images dans différents domaines
d'applications apportent une nécessité pour des systèmes de récupération d'image. La recherche
d'image par le contenu (Content-based image retrieval, CBIR) est un processus permettant de
rechercher des images dans une collection en se basant uniquement sur le contenu exprimé par les
attributs extraits automatiquement de l'image. La forme d'un objet physique est sa silhouette externe
ou contour, elle nous permet d'identifier des objets sans employer davantage d'information. Si on
permet à la caméra de changer son point de vue en ce qui concerne l'objet, la forme sera déformée et la
transformation peut être approximée par une transformation affine.
II.
Normalisation par surface égale
Dans cette étude, nous présentons un objet bidimensionnel, à l'aide d'un descripteur unidimensionnel
qui reste absolument invariable avec les transformations affines. Les points du contour sont décrits par
le paramètre d'indice le long du contour par rapport à un point de départ défini au préalable. Avec une
transformation affine, la position de chaque point change et il est possible que le nombre de points
entre deux points définis change aussi. Pour être invariable avec les transformations affines, une
approche de normalisation est proposée, qui fournit une description invariante à bas compte coût tout
en préservant toute l'information contenue sur le contour de la forme. Nous appelons cette approche
"normalisation par surface égale" (ou Equal Area Normalization, EAN). Après application de la
normalisation par l'approche EAN, l'indice des points sur un contour reste stable avec leurs positions
sous une transformation affine.
III.
Vecteur de Surfaces Normalisées
THEOREME1: Soit Γa(µ) la version transformée d'une courbe Γ(µ) sous une transformation affine A,
où µ est un paramètre arbitraire, Γaf(µ) indique que Γa(µ) est filtré par un filtre linéaire F et soit Γf(µ) la
version filtrée de Γ(µ) par le même filtre passe-bas F, Si Γfa(µ) représente la version transformée de
Γf(µ) sous la même manière affine transformation A que précédemment, alors la courbe Γaf(µ) est
identique à la courbe Γfa(µ). En d'autres termes: F(A(Γ(µ)))=A(F(Γ(µ))).
THEOREME2: Pour toute transformation affine d'un contour fermée, en utilisant l'approche EAN pour
produire la courbe Γa(t), si sp(t) est l'aire d'un secteur dont les sommets sont une paire de points
successifs et le centre de gravité du contour et si Γaf(µ) indique la version filtrée de Γa(µ) par un filtre
passe-bas F, alors les variations des aires sp(t) sur le Γaf(µ) sont linéaires avec les transformations
affines.
Nous définissons alors le vecteur v(t)={[sp(t)/S]-1/N} comme "Vecteur de Surfaces Normalisées" (ou
Normalized Part Area Vector, NPAV). Les résultats expérimentaux indiquent que la méthode
proposée est insensible aux choix du point de départ, aux transformations affines même dans le cas de
fortes déformations et au bruit.
IV.
Conclusion
Ce travail décrit une nouvelle méthode pour l'extraction des invariants d'une forme sous des
transformations affines. Nous prouvons deux théorèmes et définissons un vecteur---NPAV. Ils
indiquent que, pour un contour filtré, l'aire d'un secteur décrit par deux points du contour et du centre
de gravité du contour est linéaire avec les transformations affines. Quelques expérimentations réalisées
sur la base de données de MPEG-7 CE-shape-1 démontrent que NPAV est tout à fait robuste en ce qui
concerne les transformations affines et du bruit, même en présence du bruit très important.
Références:
[1] Mokhtarian, F. & Abbasi, S., Shape similarity retrieval under affine transform. Pattern
Recognition, vol.35, no.1, pp.31-41, 2002.
[2] Quang Minh Tieng, Wageeh W. Boles, Wavelet-Based Affine Invariant Representation: A Tool
for Recognizing Planar Objects in 3D Space, IEEE Trans. Pattern Analysis and Machine
Intelligence, vol.19, no.8, pp.846-857, 1997.
Multi-Scale Affine Invariant Representation
Based on a Filtered Enclosed Area
Mingqiang YANG, Kidiyo KPALMA, Joseph RONSIN
[email protected]
IETR/UMR CNRS 6164
Image and Remote Sensing Group
INTRODUCTION
Query
The advent of multimedia and large image collections in different domains and
applications bring a necessity for image retrieval systems. Content-based image
retrieval (CBIR) is the process of retrieving images from a collection based on
automatically extracted features. It is a part of pattern recognition that can help to
resolve many problems such as: Optical Character Recognition (OCR), zip-code
recognition, traffic sign recognition, bank check recognition, industrial parts
inspection, medical image computer-aided diagnoses, retina recognition, iris
recognition, face recognition, fingerprint recognition, palm recognition, document
recognition, gait or gesture recognition…
Image
source
Information need:
OCR, zip-code, traffic
sign, bank check,
industrial parts
inspection, medical
image, retina, iris, face,
fingerprint, palm, gait,
gesture…
Query response
Feature extraction
Matching
Image description
Image feature database
Titre
The principle of EAN
“●” is the vertex of equidistant vertices
normalization, and “■” is the point of equal
area normalization. G is the centroid of the
contour. The area SPart: SPsGPs+1=SPtGPt+1,
where 0<=s, t<N, N is the number of
points on the contour after EAN.
EQUAL AREA NORMALIZATION
The shape of a physical object is the external form or contour, it enables us to
recognize objects without using further information. If the camera is allowed to
change its viewpoint with respect to the object, the resulting boundary of the object
will be deformed---affine transforms.
All points on a contour could be expressed in terms of the parameter of index points
along the contour curve from a specified starting point. With affine transforms, the
position of each point changes and it is possible that the number of points between
two specified points changes too. In order to make it be invariant under affine
transforms, a novel curve normalization approach is proposed, which provides an
affine invariant description of object curves at low computational cost, while at the
same time preserving all information on curve shapes. We call this approach “Equal
Area Normalization” (EAN).
Therefore, after applying EAN, the index of the points on a contour can remain
stable with their positions under affine transforms.
User
assesssment
The number
of points on
the segment
is 21
(a) Original image
(b) The contour of (a)
(c) A part of (b)
normalized by
equidistant vertices
The number
of points on
the segment
is 14
The number
of points on
the segment
is 23
(d) A part of (b)
normalized by
EAN
The number
of points on
the segment
is 23
P
NORMALIZED PART AREA VECTOR
THEOREM1: If Γa(μ) is the transformed version of a curve Γ(μ) under an affine
transform A, where μ is an arbitrary parameter, Γaf(μ) notes that Γa(μ) is filtered
by a linear low-pass filter F; and if Γf(μ) notes that Γ(μ) is filtered by the same
low-pass filter F, Γfa(μ) refers to the transformed version of Γf(μ) under the same
affine transform A. The curve Γaf(μ) is then the same as curve Γfa(μ). In other
words: F(A(Γ(μ)))=A(F(Γ(μ))).
THEOREM2: For any affine transform of a closed contour, using EAN sets parameter
t to produce the curve Γa(t). If sp(t) is the area of an enclosed sector whose vertices are
a pair of successive points and the centroid of the contour and if Γaf(t) indicates that
Γ a (t) is filtered by a low-pass filter F, then the changes in enclosed areas
sp(t) on the Γaf(t) are linear with affine mapping.
We defined vector
v(t)={[sp(t)/S]-1/N}
as the Normalized
Part Area
Vector (NPAV)
Conclusion
(e) Affine image
(f) The contour of (e)
(g) A part of (f)
normalized by
equidistant vertices
(h) A part of (f)
normalized by
EAN
Multi-Scale NPAV:
Under a coarse scale,
it is possible for two
different objects to
have a similar NPAV.
However, the NPAVs
of the two objects
probably have
different features
under a fine scale.
The example of
retrieval results
using multi-scale
NPAV:
It denotes the first 20
retrieved contours
and their similarity
distance d.
This work describes a new method of extracting invariants of a shape under affine transform. We normalize a contour to
affine-invariant length by the affine enclosed area. We then prove two theorems. They reveal that, for a filtered contour,
the part enclosed area is linear under affine transforms. A number of experiments with the MPEG-7 CE-shape-1 database
demonstrate that NPAV is quite robust with respect to affine transforms and noise. Finally, a multi-scale shape recognition
scheme is presented briefly.
Contribution de la polarimétrie radar à l’analyse de la glace de rivière au Canada
S. Mermoz
Groupe Image et Télédétection – équipe SAPHIR
[email protected] - 0223235707.
Cette thèse s’inscrit dans le cadre du projet FRAZIL du Réseau en géomatique (GEOIDE) des Centres
d’Excellence (RCE) canadiens.
L’objectif de ce projet est de développer un Système d’Information Géographique (SIG) en support à
la modélisation de l’écoulement en rivière en période hivernale. La glace modifie grandement le
comportement de la rivière. Elle est réputée au Canada comme cause principale d’inondations
hivernales dues aux embâcles, de perturbations de la navigation et de la production d’hydroélectricité.
Des images radar satellitaires seront utilisées afin de caractériser dans le temps et l'
espace le couvert
de glace de rivière. Les capteurs Radar à Synthèse d’Ouverture (RSO) ont l’avantage de pouvoir
acquérir des données de jour comme de nuit et ce quelques soient les conditions atmosphériques. Les
rivières glacées, milieux naturels encore mal connus, supportent des processus très complexes tant
dans la formation, dans l’évolution et dans la disparition du couvert. L’objectif de cette thèse est donc
d’étudier la contribution des images radar en général et de la polarimétrie radar en particulier, afin de
caractériser au mieux le couvert de glace, d’identifier et de classifier les différents types de glace de
rivière. La polarimétrie est un outil puissant qui permet d’extraire d’une seule scène trois images
d’intensités et deux images de différences de phase, contrairement aux capteurs classiques qui
fournissent une seule image d’intensité. La polarimétrie a déjà montré ses capacités à discriminer les
types de glaces de mer et de lac, leurs caractéristiques physiques ainsi que l’estimation de l’épaisseur
du couvert. Son application pour la glace des rivières est très prometteuse.
Un survol aéroporté réalisé le 19 février 2003 a permis l’acquisition de deux images polarimétriques
en bande C (5.3 Ghz) de la rivière Saint-François (Québec, Canada). Des carottes de glace ont été
prélevées le même jour afin de connaitre la composition de la colonne du couvert de glace. D’autres
données ont été acquises comme la profondeur et le débit de l’eau, l’humidité de la glace et de la neige
en surface. Une approche de classification non supervisée a été réalisée afin de cartographier les
différents types de glace. Cette étude nous a confirmé le potentiel des images polarimétriques et leur
analyse se poursuit dans le cadre de cette thèse doctorale. Les paramètres polarimétriques qui se
dégradent en distance en fonction des angles d’incidence ont été corrigés. À la suite de cette correction
radiométrique, nous avons mis en place une approche de classification hiérarchique supervisée. Cette
classification se base sur nos connaissances et notre expérience de ce milieu et ce pour affiner la
cartographie des types de glace.
Dans une deuxième phase, ces approches méthodologiques seront testées sur des images
polarimétriques (par RADARSAT-2 ou Terra-SAR-X), en bandes C (5.4 Ghz) ou X (9.6 Ghz) voire
les deux. Ces images seront acquises à l’hiver 2008 et couplées avec des campagnes de terrain. Afin
de caractériser le couvert de glace, des carottes seront prélevées et analysées au scanner. On pourra en
extraire les types de glace, la porosité de la glace et la distribution de ses inclusions d’air. Nous
prendrons des mesures de l’épaisseur du couvert par tomographie géoélectrique. Ces données de
terrain permettront de mieux comprendre le signal radar et valider les classifications des types de glace
de rivière, notamment la détection du frasil, principal responsable des embâcles en période hivernale.
Session 4
Signal Communication et
Electronique Embarquée
Ajout de Signal hors bande pour la Réduction du PAPR
dans un contexte de Signaux OFDM.
D. Guel
Signal Communication et Electronique Embarquée Supélec
[email protected]
La modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) est une des techniques de
modulation la plus utilisée dans les systèmes de transmissions à haut débit notamment dans les
systèmes de radiodiffusion numérique. Un des inconvénients majeurs de l’OFDM est le fort PAPR
(Peak to Average Power Ratio) des signaux multiporteuses. Le PAPR est définit comme étant le
rapport entre la puissance maximale d’un signal temporel et la puissance moyenne de ce signal. Cette
caractéristique des signaux OFDM les rend très vulnérables aux non-linéarités de l’amplificateur de
puissance. En effet pour un rendement maximal, l’amplificateur de puissance doit fonctionner à la
limite de sa zone de saturation, or c’est dans cette zone que se présente les non-linéarités les plus
sévères qui sont sources de distorsions.
Une des techniques pour réduire les distorsions introduites par le fort PAPR des signaux OFDM est de
limiter l’amplitude des signaux juste avant l’amplificateur. Il existe plusieurs techniques de réduction
du PAPR dans la littérature, parmi ces méthodes, les méthodes dites «Ajout de Signal » semblent
prometteuses. Dans la suite il est question d’une technique de réduction du PAPR dite «Ajout de
Signal » hors bande.
Elle a pour but de réduire l'enveloppe complexe du signal multiporteuse juste avant l'amplificateur de
puissance (HPA) en générant un signal artificiel en dehors de la bande utile du signal multiporteuse de
telle sorte que l’effet d’ajout diminue considérablement le PAPR du signal résultant.
Les performances de la technique montrent qu'elle réalise une forte réduction du PAPR et peut être
appliquée pour différents types de signaux multiporteuses. Sa complexité en terme de nombre
d'opérations d'addition, de multiplication et de nombre d'accès à la mémoire a été évaluée.
TITRE
L’ajout de signal hors bande pour la
L’ajout de signal pour
réduction du PAPR
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
la réduction du PAPR
Équipe SCEE, SUPELEC, Campus de Rennes
Problématique
• Problématique
-L’amplificateur
les amplificateurs
de puissance
ontélément
des caractéristiques
non linéaires
à saturation
de puissance
est un
clé dans un système
de télécommunications
d’autant que 60% de la
- les modulations
à fortes
efficacités
spectrales
tendent de de
plus
en plus àRF.
être à enveloppes non constantes
consommation
d’un
terminal
est attribuée
à l’amplificateur
puissance
l’amplification de puissance
au maximum de rendement génère des distorsions
Malheureusement
:
importantes
(remontées
lobes
secondaires,non
IESlinéaires.
non linéaires, ….)
ƒnon
Leslinéaires
amplificateurs
de puissance
ontde
des
caractéristiques
ƒ Pour
un rendement
maximal,à l’amplification
trois
stratégies
pour répondre
ce problème :de puissance génère des distorsions
non linéaires importantes (remontées de lobes secondaires, IES non linéaires, ….)
- amplifier avec un recul important (zone linéaire)
- linéariser la caractéristique de l’amplificateur
Trois stratégies pour répondre à ce problème :
- réduire les fluctuations d’enveloppe (PAPR) du signal radio- fréquence
ƒ Amplifier avec un recul important (dans la zone linéaire)
ƒ Linéariser la caractéristique de l’amplificateur
PAPR
(Peak
Average
Power Ratio)
par
ajout
defréquence
signal
ƒ réduire
les to
fluctuations
d’enveloppe
(PAPR) du
signal
radio-
• Réduction du
> @
• Réduction
PAPR
(Peak
to une
Average
- définition du du
PAPR
d’un signal
x(t) sur
durée T :Power Ratio) par ajout de signal hors bande
Max x ( t )
PAPR ( x )
2
t [ 0 ,T ]
T
2
1
2
ax ª s ( t ) º
x ( t ) dttM
¼
³
[ 0 ,T ] ¬
T
ƒ Définition du PAPR d’un signal s ( t ) sur une durée T : P A P R ^0 s ( t )`
T
1
2
s ( t ) dt
- le PAPR doit plutôt être décrit comme une variable aléatoire, via sa fonction Tde³0 répartition : F x ( J )
ƒ La Réduction du PAPR par Ajout de signal hors bande consiste à:
- réduire le PAPR par ajout de signal signifie :
chercher un signal c tel que
Trouver y ( t ) tel que : P A P R ^s ( t ) y ( t )` P A P R ^s ( t )`
Pr >PAPR ( x ) ! J
@
PAPR ( x c ) PAPR ( x )
Les signaux s ( t ) et y ( t ) sont à bandes de fréquence disjointes.
• AjoutContrainte:
de signal sur les porteuses du signal
• Principe de la technique d’ Ajout signal hors bande
ƒ La technique de réduction a pour but de réduire l’enveloppe complexe
du et
signal
justeporteuses
avant le de correction
s ( t ) des
nombre
positions
plusieurs
degrés
HPA (High Power Amplifier) en générant un signal
artificiel
y ( t ) hors de la bande utile du signal s ( t )
de liberté
de recherche
des valeurs de porteuses
ƒ Après amplification le signal artificiel y ( t ) est éliminé
par: filtragealgorithme
passe bande
.
Axes d’études à l’IETR (Equipe SCEE, Supélec, Campus de Rennes) :
- porteuses considérées : porteuses non utilisées des standards ou créées par suréchantillonnage
- algorithme d’optimisation : SOCP (Second Order Cone Program)
- contexte : modulation multiporteuses de type OFDM
X
ƒ Les simulations ont été réalisées pour un signal de type OFDM (64 porteuses, Modulation MAQ16,
Porteuses de données
Exemple
IEEE 802.11.a
facteurdudestandard
sur échantillonnage
L =: 4 ).
Porteuses nulles (non utilisées)
52 porteuses utiles, 12 porteuses non utilisées
ƒ La courbe CCDF évalue le gain en terme de réduction Données
du PAPR
la courbe BER évalue la
pourtandis
réduire leque
PAPR
qualité de la transmission du système à travers un canal gaussien.
C
X+C
Contraintes à prendre en compte dans l’algorithme d’optimisation :
A 10^(-2): Gain de 3 dB
Contraintes sur les puissances des porteusessans
nonfiltrage
utilisées
du signal
pour respecter le masque du standard
additionnel et gain de 2.5
dB avec filtrage
contraintes pour limiter l’augmentation
de puissance moyenne (facteur O)
2
2
E ( x c ) d OE ( x )
La Courbe BER montre qu’il
n’ya pas de dégradations du
taux d’erreur binaire lorsque
le signal additionnel est filtré.
Y. Jun, Y. Jiawei and L. Jiandong, “Reduction of Peak-to-Average Power Ratio
of the Multicarrier Signal via Artificial Signals”, Proc. of ICCT, pp. 581-585, Aug. 2000.
D. Guel, J. Palicot, Y. Louet, “A Geometric Method for PAPR Reduction
In a Signal adding context for OFDM Signals”, DSP 2007, Cardiff, UK 2007.
J
(O 1010 )
Optimisation de la Conception de Systèmes de Communication Radio Logicielle Multi-standards
Sufi Tabassum GUL, Christophe MOY, Jacques PALICOT
SCEE Research Team
IETR, Supélec, Rennes Campus
Cesson-Sévigné, France
Email: {Sufi.Gul, christophe.moy, jacques.palicot}@supelec.fr
Ph. N°: +33 (0)2 99 84 45 00
La conception de futurs systèmes multi-standards demeure toujours un défi. Les habitudes courantes
sont d'associer plusieurs systèmes indépendants existants dans un même dispositif. Ceci implique une
duplication des systèmes radio, ce qui n'est pas économiquement viable, pour des raisons de coût, de
facteur de forme, de consommation d'énergie, etc.
La paramétrisation a pour but de permettre la reconfiguration d’éléments logiciels par simple
changement de paramètres, limitant ainsi la quantité d’information à transmettre sur le média de
transmission, en plus des informations de communication proprement dites. Ceci n’est possible que
dans un contexte de conception radio logicielle où les algorithmes de traitements sont implantés de
manière logicielle, donc reprogrammable.
On applique ici ce concept dans le cadre d’une optimisation globale des systèmes radio logicielle
multi-standards, en impliquant notamment les différentes couches du modèle OSI d’un terminal (de la
couche application à la couche physique). Le but est d’optimiser la conception en factorisant les unités
de traitement logiques par l’intermédiaire de l’évaluation d’une fonction de coût (qui est définir dans
le cadre de ce projet), en parcourant un graphe. Au final, cela se traduit par la réduction du graphe
global multi-standards et multi-couches et l’identification des opérateurs communs à tous les
traitements, à différents niveaux de granularité d’exécution.
Cette recherche contribuera à la conception de futurs téléphones multistandard. Actuellement nous
avons 2 ou 3 normes au maximum dans des nos téléphones en raison de la duplication de
matériel/logiciel mais si nous exploitons les opérateurs communs tel que préconisé dans ce travail,
nous pouvons envisager 10 normes ou plus dans 1 téléphones. En outre, en utilisant ces opérateurs
communs, nous pouvons commuter d'une norme à une autre norme simplement par le changement des
paramètres. Par conséquent, nous devons identifier de nouveaux opérateurs communs et les intégrer
dans les systèmes à concevoir à l’avenir.
Références:
[1]. J. Mitola III, Software Radio Architecture: Object-Oriented Approaches to Wireless Systems
Engineering. John Wiley & Sons, New York, NY, USA, 2000.
[2]. C. Moy, J. Palicot, V. Rodriguez, and D. Giri, “Optimal Determination of Common Operators for
Multi-standards Software Defined Radio,” in Proceeding of 4th Karlsruhe Workshop on Software
Radios, Germany, March 2006.
[3]. V. Rodriguez, C. Moy, J. Palicot, “Install or invoke?: The optimal trade-off between performance
and cost in the design of multi-standard reconfigurable radios,” Wiley InterScience, Wireless
Communications and Mobile Computing Journal, to appear, 2007.
Optimization of Multi-standard SDR
Systems Using Multi-granularity
Architectures
Sufi Tabassum GUL, Christophe MOY, Jacques PALICOT
IETR / Supelec-Campus de Rennes, Avenue de la Boulaie, CS 47601 F-35576, Cesson-Sévigné, France
Design Issue
Solution
Design of multi-standard reconfigurable
radio:
choice between two extremes
One extreme: go "Velcro"
¾ One self-contained module per
standard.
Other extreme: go “Primitive"
Use only adders, multipliers, etc.
Provide ”higher” functions by multiple
calls.
¾
¾
We want to find:
Best trade-off between
performance and cost.
One of the many possible
solution is:
Build a mathematical model in
form of a graph to find the
optimal point between the two
extreme architectures.
Graph Description Approach
Design of a Tri-Standard System
Two Possible Dependencies
Let us design a tri-standard
system which consists of the
following:
WiFi
WiMAX &
UMTS
A graph of these standards with
different
granularity
levels
(transmitter side only) is shown
in the right box.
level n
level n-1
A
A
B
OR
C
B
AND
C
Right:
PE A needs:
Both B AND C
Left:
PE A needs:
Either B OR C
Reconfiguration Using Parameters
Optimization: Install or Invoke
Key question: for given PE, should
we
install a self-contained module, OR
invoke lower level modules/PE?
Use graph to list each possible design
For each design, calculate its total:
cost, and
time to perform each top PE
Parameters
WiFi #1
WiFi #2
WiFi #3
WiMAX
[7, 2]
[7, 2]
[15, 2]
[6, 8]
[6, 8]
[6, 8]
Randomizer
[a, a’]
[7, 2]
Convolutional Coder
[b, b’]
[6, 8]
Algorithm:
exhaustive
search,
simulated annealing, etc. can be used
to optimize design.
Choose least expensive design that
satisfies the “deadline” of each top PE.
Overview of Our Approach
1. Common Operators Approach
Identification of an optimal level of granularity
for operations.
2. Graph
Approach
Exploration
for
Architecture
Model radio as graph of progressively simpler
processing elements (PE).
When necessary, a component is called multiple
times (not replicated).
2 critical parameters per component:
¾ money and time (computational delay)
Graph of Tri-Standard System –
transmitter side
References
1. J. Mitola III, Software Radio Architecture: ObjectOriented Approaches to Wireless Systems Engineering.
John Wiley & Sons, New York, NY, USA, 2000.
2. C. Moy, J. Palicot, V. Rodriguez, and D. Giri, “Optimal
Determination of Common Operators for Multi-standards
Software Defined Radio,” in Proceeding of 4th Karlsruhe
Workshop on Software Radios, Germany, March 2006.
3. V. Rodriguez, C. Moy, J. Palicot, “Install or invoke?: The
optimal trade-off between performance and cost in the
design of multi-standard reconfigurable radios,” Wiley
InterScience, Wireless Communications and Mobile
Computing Journal, to appear, 2007.
Conclusion
This research will contribute to the design of future multi-standard phones. At present we have 2 or 3 standards maximum in
our phones because of hardware/software duplication but if we exploit commonalities, we may have 10 or even more standards
in our phones simultaneously because using commonalities do not require duplication. Also, using these commonalities/common
operators, we can switch from one standard to another standard simply by change of parameters. Hence, we have to identify
new common operators and use them to design systems.
contacts: {Sufi.Gul, christophe.moy, jacques.palicot}@supelec.fr
Journée des doctorants de l'IETR, 2007, Rennes
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TITRE
Power Fluctuation Mitigation For Software
Radio Systems
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Sajjad Hussain, Yves Louët / shussain, [email protected]
¾Software Radio – A Multiplex of Standards
AX
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LA
W
W
™A radio communication system which can tune to any frequency band.
™It can receive any modulation across a large frequency spectrum.
™It has programmable hardware which is controlled by software.
DV
B
M
GS
™Analog to Digital Conversion (ADC) of large band signal.
™Wideband antenna.
™Power Amplifier non-linearities.
-T
¾Challenges
UMTS
Fig: Software Radio terminal in a multi-standard environment.
¾Power Amplification of SWR signal
™High power fluctuations in the SWR signal because of its multicarrier and multistandard contents.
™Power Amplifier if operated in high efficiency region results in signal non-linearities and distortions.
™Signal must be backed-off to avoid non-linearities which results in low efficiency of power amplifier.
Psat
Pout
Peak(S2(t))
Efficiency curve
S2(t)
S(f)
GSM
WLAN
UMTS
~900 MHz
~2 GHz
~5 GHz
Pin
Transform
Average(S2( t))
f
t
Antenna
PA
¾Peak to Average Power Ratio (PAPR)
™Power fluctuations are charecterized by a term called ‘Peak to Average Power Ratio’ (PAPR)
™PAPR for a signal x(t) calculated during interval T :
(x) =
PAPR
1
T
∫
[x ( t ) ]
2
Max
t ∈ [ 0 ,T ]
T
x (t )
2
dt
0
™PAPR should be written as a random variable by its Complementary Cumulative Distribution Function (CCDF):
CCDF ( s ) = Pr [PAPR ( x ) > s ]
¾Purpose of Thesis
™To estimate the power fluctuations (PAPR) of the software radio signal.
™To mitigate the power fluctuations effect by reducing PAPR.
¾PAPR Estimation of a Multiplex of Carriers Signal
™Software radio signal being a multi-standard signal where each standard has either a multi-carrier modulated signal or
multiplex of single carrier modulated signal like GSM signal is a multiplex of single carrier modulated signlas where as
OFDM modulated signals are multi-carrier signals.
™We shall estimate the power fluctuations in terms of Complementary Cumulative Distribution Function (CCDF) as given by
eq.(1) for OFDM as a study case here.
1
OFDM Symbol
Pr(PAPR>s)
Sf)
f
S(f)
…
N Carriers
10-1
10-2
10-3
10-4
f
1024
carriers
64
256
carriers
8
9
10
11
12
13
s(dB)
™Search a signal c such that PAPR(x+c) < PAPR(x)
S(f)
GSM
c
UMTS
WLAN
Pr(PAPR>s)
¾PAPR Reduction by Tone Reservation (TR)
Before TR
After TR
~900 MHz
~2 GHz
~5 GHz
s(dB)
References:
[1] S. Zabré and J. Palicot, “PAPR analysis of a multiplex of modulated carriers in a software radio context”, 5th Karlsruhe Workshop
on Software Radio, Feb 2004.
[2] Y. Louët and J. Palicot, “Power ratio definitions and analysis in single carrier modulation”, EUSIPCO’05, Sept 2005.
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INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
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\DVVHUDLGDURXVV\OYDLQOHJDOORX
V\OYDLQOHJDOORXDEGXOVDWWDU
DEGXOVDWWDUUHQDXGVHJXLHU#
UHQDXGVHJXLHU#VXSHOHFIU
VXSHOHFIU
VISAPP 2007 Barcelona, Spain
)DFH$OLJQPHQW
The active appearance models (AAM) are robust in object alignment. This method is used in Human Machine Interface in face and gesture analysis. However these models present
disavantages:
disavantages:
¾ Weak convergence in generalisation
¾ Huge memory space occupied by Regression Matrix (RM)
We propose a new optimization method based on Nelder Mead Simplex. The RM is replaced by Simplex optimisation under constraints in AAM algorithm. This optimisation method
present some advantages:
¾ Good convergence in generalisation (training data base image from M2VTS, test data base image from BioID)
¾ Less memory required comparing to classical AAM: no need of RM.
&ODVVLFDO $$0
Active Appearance Model (AAM) Method :
Deformable model method use a priori knowledge of form and texture variation of observations. The method proceed in two steps:
learning phase (we learn the object by the way of a database) and segmentation phase (we search the object in a new image).
AAM : Learning pahse.
6KDSH
Alignment
'DWDEDVH
$&3
S=
Smoy+
ĭs*bs
$&3
b=
ĭ*c
AAM : Segmentation (classical AAM).
įt & įc
Deformable
model & c
parameter
sm & gm
( [S
7H[WXUH
Alignment
'DWDEDVH
$&3
G=
Gmoy +
ĭg*bg
Prediction
Prediction
įc =
Rc * į g
HULH
QFH
V
Rt & Rc
įg
Deformable model : c & t
Residual
Residual
Error
Error
gi
įt =
Rt * į g
New image containing a face
Pose
parameter t
6LPSOH[PHWKRG VHJPHQWDWLRQ
New segmentation method
Marking error
Prediction using RM is remplaced by SP optimisation which propose
new solutions. These solutions must verify constraints to insure that our
model generated by appearance parameters seems like face.
c’ & t’
Constraints
Constraints
verification
verification
sm & gm
Deformable model: c & t
New
New
solution
solution
Simplex
Error of marking:
įg
Residual
Residual
error
error
Error of marking threshold:
gi
Convergence
New image containing a face
Constraints & stopping criteria
Constraints:
ƒ Appearance constraint: appearance variable interval is
(Stegmann, 2000).
ƒ Pose constraints: AAM is robust till 10% in scale and
translation (T. Cootes, 2002). We initialise the pose
variable in the interval of 10% of the object real pose
vector.
RM and SP have
the same number of error
calculations.
Results
([DPSOH RI $$0FRQYHUJHQFHZLWK 50DQG ZLWK 63
Stopping criteria:
ƒ The number of iterations is fixed to insure
maximum processing Time.
ƒ Population converge, it mean that the difference
between the error values of the current simplex
solutions do not pass the threshold SE.
Méthodologie de conception pour système de radio communication « intelligent »
L. Godard
Equipe SCEE SUPELEC
[email protected]
tél : +33 [0]2 99 84 45 36
Ce document propose une méthodologie de conception des systèmes de radio communication pouvant
s’auto reconfigurer en fonction de leur environnement, des besoins de l’utilisateur ainsi que de l’état
même de l’équipement. Cette méthodologie s’appuie sur un relevé de différentes métriques (condition
extérieurs, état de l’équipement, ...) réparti sur trois niveaux d’abstraction et amenant à une prise de
décision sur la reconfiguration du système. La reconfiguration pourra être effectuée sur
une partie localisée du système ou sur son ensemble.
I. Introduction
Dans le cadre d’un équipement devant répondre à une polyvalence de plus en plus importante tant
dans le domaine télécommunication (différents standards existant) que du divertissement (navigation
internet, la photographie, …) la reconfiguration devient une nécessité. En effet pour des
fonctionnalités de plus en plus nombreuses, l’utilisateur tient à garder une taille d’équipement réduite.
Cette reconfiguration intervenant à plusieurs niveaux (tant au niveau hardware que software) elle
devient de plus en plus complexe. Nous proposons ici une méthodologie de conception basée sur un
ensemble de niveau de gestionnaire de configuration associé à un ensemble de niveau d’intelligence
réparti dans l’équipement.
II. Gestionnaire de reconfiguration
Notre gestionnaire « intelligent » de reconfiguration est développé sur les bases d’un gestionnaire de
configuration ayant été défini dans [1]. Cette « intelligence apporte au système la capacité de s’auto
reconfigurer suivant les besoins. En effet à partir d’un relevé de métrique (externe ou interne au
système) le gestionnaire « intelligent » peut prendre une décision de reconfiguration. Cette
reconfiguration peut, grâce au choix de notre architecture s’appuyant sur plusieurs niveaux
d’abstraction, être une reconfiguration entière du système (reconfiguration d’une chaîne de
transmission dans le cas d’un changement de standard) ou localisée (reconfiguration d’un opérateur
participant à la communication en cours). Ce gestionnaire « intelligent » a fait l’objet d’une
publication [2].
III. Méta modélisation
L’utilisation de la méta modélisation permettra une meilleur définition ainsi qu’une une visualisation
plus précise des différents scénarios auxquels l’architecture pourra avoir à faire face. Dans un premier
temps, nous établissons donc un modèle de notre architecture avec l’ensemble des gestionnaires et les
règles auxquelles doit se soumettre le système en langage UML. Puis nous créons des modèles de
notre méta modèle qui nous permettrons d’effectuer des simulations et de vérifier que notre
architecture répond bien aux besoins de la radio logicielle.
Références :
[1] J.P. Delahaye, C. MOY, J. PALICOT « Managing dynamic partial reconfiguration on
heterogeneous SDR platforms », SDR forum 2005.
[2] Loïg Godard, Christophe Moy, Jacques Palicot « From a Configuration Management to a
Cognitive radio Management of SDR Systems », CROWNCOM 2006.
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HQJHQGUpHVSDUFHWWHWHFKQLTXHO¶LPSOpPHQWDWLRQGHVDOJRULWKPHVGHGpPRGXODWLRQGHVVLJQDX[0,02
HVW XQ VXMHW G¶DFWXDOLWp $ILQ GH SRXYRLU JpUHU OD PXOWLSOLFLWp GHV VWDQGDUGV GH FRPPXQLFDWLRQ XQH
DUFKLWHFWXUHUHFRQILJXUDEOHWURXYHWRXWVRQLQWpUrWGDQVOHVV\VWqPHV0,02/¶DOJRULWKPH9%/$67
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G\QDPLTXH/¶DUFKLWHFWXUHGXGpFRGHXUHVWEDVpHVXUTXDWUHRSpUDWHXUV&25',&&2RUGLQDWH5RWDWLRQ
',JLWDO &RPSXWHU >@ GRQW WURLV VRQW XWLOLVpV HQ PRGH URWDWLRQ HW XQ HQ PRGH YHFWHXU /¶RSpUDWHXU
&25',& FRQYLHQW ELHQ SRXU O¶LPSOpPHQWDWLRQ FDU LO V¶DSSXLH VHXOHPHQW VXU GH VLPSOHV WHFKQLTXHV
G¶DGGLWLRQV HW GH GpFDODJHV HQWUH YHFWHXUV /H EXW GH FHWWH LPSOpPHQWDWLRQ HVW GH FRQFHYRLU XQH
DUFKLWHFWXUHPLQLPLVDQWODFRQVRPPDWLRQHWOHVUHVVRXUFHVPDWpULHOOHVHQWHUPHVGHQRPEUHGHSRUWHV
ORJLTXHV GDQV XQ )3*$ &HWWH QRXYHOOH FRQFHSWLRQ SHUPHW GH FKDQJHU G\QDPLTXHPHQW OHV
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OHV PRGXOHV G¶LQWHUFRQQH[LRQV VRQW SODFpV GDQV OD SDUWLH UHFRQILJXUDEOH SHUPHWWDQW GH FKDQJHU OHV
FRQWH[WHVHQFRXUVG¶H[pFXWLRQGXGpFRGHXU0,02/¶LPSOpPHQWDWLRQGXGpFRGHXUSUpVHQWHGHJUDQGV
DYDQWDJHV HQ WHPSV GH UHFRQILJXUDWLRQ HW UHVVRXUFHV PDWpULHOOHV HQ XWLOLVDQW OD UHFRQILJXUDWLRQ
G\QDPLTXH
Bitstreams
Configuration
Cache Memory
Fixed Area
Reconfigurable
Area
,QWHU
FRQQHFWLRQ
Reconf_req
BM
)L[HG
0RGXOH
5HFRQILJXUDWLRQ
&RQWUROOHU
0LFUR%OD]H
Reconf_ack
,&$3
FPGA
5pIpUHQFHV
Decoder
Fixed area
(Fixed Module)
econ
(Reco
nfigurable Module)
+RVW
PDQDJHU
Reconfigurablearea
Interconnections
Interconnection
s
MicroBlaze
Bus
Controller
ICAP
>@*-)RVKLQL/D\HUHGVSDFHWLPHDUFKLWHFWXUHIRUZLUHOHVVFRPPXQLFDWLRQLQDIDGLQJHQYLURQPHQWZKHQXVLQJPXOWLHOHPHQWDQWHQQDV
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>@%+DVVLEL³$QHIILFLHQWVTXDUHURRWDOJRULWKPIRU%/$67´KWWSPDUVEHOOODEVFRP
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8WLOLVDWLRQGHODUHFRQILJXUDWLRQ
G\QDPLTXHSDUWLHOOHGDQV
O¶LPSOpPHQWDWLRQG¶XQGpFRGHXU0,02
Hongzhi Wang, Pierre Leray et Jacques Palicot
Supélec, Campus de Rennes/ Equipe SCEE
Hongzhi.wang, Pierre.leray, [email protected]
• Eviter le calcul
répété du pseudoinverse de la
matrice du canal
+
• Utiliser les
transformations
U
unitaires
• Diminuer la
charge de calcul UL
sans dégrader le
TEB.
IETR/UMR CNRS 6164 Groupe AC
$OJRULWKPH0,029%/$676TXDUH5RRW
0
8QLWDU\
WUDQVIRUPDWLRQ
ΘL
4D
3
0
8QLWDU\
WUDQVIRUPDWLRQ¦ L
SL
0
,QWHUIHUHQFHV
&DQFHOODWLRQ
VL
0
&DOFXODWLRQ RI
\L DQGVL
$UFKLWHFWXUH5HFRQILJXUDEOH
• L’architecture se décompose en
deux parties: partie fixe et partie
reconfigurable
• Gestion de
configuration est
contrôlée par le Host
et le MicroBlaze
0
8QLWDU\
WUDQVIRUPDWLRQ¦ L
Configuration
Cache Memory
3URFHVVLQJXQLWV
,QWHU
FRQQHFWLRQ
• Seul le Bitstream
partiel correspondant
au contexte du module
5HFRQILJXUDEOH
reconfigurable est
$UHD
rechargé.
%0
)L[HG
0RGXOH
ZL
+RVW
PDQDJHU
4D
0
&DOFXODWLRQRI
QXOOLQJYHFWRUV
%LWVWUHDPV
5HFRQILJXUDWLRQXQLWV
Reconf_req
Reconf_ack
5HFRQILJXUDWLRQ
&RQWUROOHU
0LFUR%OD]H
,&$3
)L[HG$UHD
FPGA
5pDOLVDWLRQ9DOLGDWLRQPDWpULHOOH
• L’implémentation de l’algorithme de décodage s’appuie sur l’utilisation
d’opérateurs CORDIC dont on vient modifier leurs interconnexions à chaque
étape du calcul.
• L’implémentation d’un décodeur est réalisée en utilisant la reconfiguration
dynamique partielle. Elle diminue de 36% le taux d’occupation d’un FPGA
Virtex -II de Xilinx par rapport à une implémentation statique.
-XLQ-RXUQpHGHVGRFWRUDQWVGHO·,(755HQQHV
Session 5
Antennes et Hyperfréquences
DRA Reflectarray Covered by a Dome
Jamaluddin, M.H, R. Gillard, R. Sauleau
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] , tél. :023238700
The major objective of the research project is to investigate the potentialities of new technologies
based on 3-D radiating elements, for the design of wide-angle beam scanning antennas (at least ±65°)
in Ka-band for space applications. These potentialities are qualified in terms of radiation performance.
One promising solution consists in combining a reflectarray of Dielectric Resonator Antennas
(DRAs) and a dome antenna. The role of the dome is twofold: (i) to increase of the scan angle
compared to an antenna solution without dome, (ii) to reduce the beam distortion for large scan angles.
A schematic view of the antenna concept is represented in Figure 1.
Fig 1: A dome antenna with dielectric resonators. The reflectarray is illuminated by a horn
antenna.
In the preliminary works, the objective is to validate the accuracy of FDTD and GO/PO software for
the simulation of this complex structure compared with commercial HFSS software. At the same time,
a Linear Array of 5 elements DRA that can be covered by a dome is designed and investigated.
In the design, a DRA operating at 30 GHz has first been studied. This is a good candidate to derive a
DRA radiating cell for future reflectarray. A 5 element array has then been analyzed using this DRA
element. This simple linear array was selected as it can be simulated completely using a full-wave
analysis. It was demonstrated that mutual coupling effect can be significant and results in a decrease of
beam scanning capabilities (for 0.5 λo spacing). Mutual coupling can be investigated by using fullwave simulators. Both of FDTD and GO/PO software have been validated.
Finally, a dome has been added on top of the DRA array. The capability of the dome to increase beam
scanning capabilities has been demonstrated. In the future, a special care must be paid to reduce
mutual coupling so that the positive effect of the dome on beam deviation is not cancelled by mutual
coupling effects.
References :
[1] R.K. Mongia, A. Ittipiboon, "Theoretical and Experimental Investigations on Rectangular
Dielectric Resonator Antennas," IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 45,
No. 9, Sept. 1997, pp. 1348 - 1356.
[2] Kwai Mak Luk, Kwok Wa Leung, “Dielectric Resonator Antennas”,Research Studies Press Ltd,
2003.
[3] G. Godi, R. Sauleau, and D. Thouroude, “Performance of reduced size substrate lens antennas for
mm-wave communications”, IEEE Trans. Antennas Prop., vol. 53, no.4, pp. 1278–1286, Apr 2005.
DRA Reflectarray Covered by a
Dome
Jamaluddin. M.H, R. Gillard, R.Sauleau > [email protected]
Introduction
-The major objective of the research project is to investigate the potentialities of new technologies based on 3-D
radiating elements, for the design of wide-angle beam scanning antennas (at least ±65°) in Ka-band for space
applications. These potentialities are qualified in terms of radiation performance.
-One promising solution consists in combining a reflectarray of Dielectric ResonatorAntennas (DRAs) and a
dome antenna.
-The role of the dome is twofold: (i) to increase of the scan angle compared to an antenna solution without dome,
(ii) to reduce the beam distortion for large scan angles.
-The antenna concept is shown in figure 1
Figure 1: A dome antenna with dielectric
resonators. The reflectarray is
illuminated by a horn antenna.
Objectives
Main Objectives :
To design a reflectarray that can produce a wide-angle beam scanning antennas (at least ±65°) in Ka-band for space applications.
Preliminary Objectives:
To design a Linear Array of DRA that can be covered by a dome.
To validate the accuracy of FDTD and GO/PO Software for the simulation of this complex structure.
To investigate the mutual coupling effect of the DRA Array
Methodology
-3 Software tools are used here for validation and comparison:
a) HFSS
b) GO/PO Software
c) FDTD Software
- Flow chart of the research work is shown on the right side.
Preliminary Results
1. Single DRA Results
- Results of Return Loss and Radiation Pattern of single DRA
2. Array without the dome ( 5 element DRA
Array in H-plane): a) Without mutual coupling
effect, b) With mutual coupling effect
3.Array with the dome (5 element DRA
Array in H-plane): Comparison of three
simulation with and without mutual coupling
effect.
Table: comparison of beam
shifting with and without the
dome
Conclusion
-A DRA operating at 30 GHz has first been studied. This is a good candidate to derive a DRA radiating cell for future reflectarray. A 5 element array
has then been analyzed using this DRA element. This simple linear array was selected as it can be simulated completely using a full-wave analysis.
-It was demonstrated that mutual coupling effect can be significant and results in a decrease of beam scanning capabilities (for 0.5 Ȝo spacing).
-Mutual coupling can be investigated by using full-wave simulators.
-Both of FDTD and GO/PO software have been validated.
-Finally, a dome has been added on top of the DRA array. The capability of the dome to increase beam scanning capabilities has been demonstrated.
-In the future, a special care must be paid to reduce mutual coupling so that the positive effect of the dome on beam deviation is not cancelled by
mutual coupling effects.
Antenne conforme pour liaisons de données haut débit sur drone
LAMBARD Thomas 1ère Année
IETR/ONERA
Bourse ONERA + subvention région Midi-Pyrénées
Directeur de thèse : Mohamed HIMDI (IETR – Université RENNES 1),
Sylvain BOLIOLI (ONERA - DEMR)
Encadrant ONERA : Hervé JEULAND (DEMR)
Encadrant IETR : Olivier LAFOND
Objet de la thèse :
Les antennes intégrées sur les surfaces non planes (antennes conformes) de plates-formes terrestres ou
aériennes seront un des points clés dans les futurs systèmes de communications, de navigation, de détection et de
surveillance. Plus particulièrement dans le domaine des applications aéroportées, les antennes conformes
permettent d’améliorer l’aérodynamique des plates-formes (avions ou drones), une meilleure exploitation de
l’espace disponible sur le porteur et un plus grand champ de vision. En outre, dans le cadre militaire, les antennes
conformes permettent également une réduction de la SER de la plate-forme. Parallèlement, l'augmentation des
débits de données conjuguée à la saturation des bandes de fréquences usuelles conduit à une montée en fréquences
des liaisons de données par satellites.
Objectif :
La thèse s'inscrit dans ce contexte, elle a donc pour objet l’étude, le design et le développement d'une antenne
conforme à balayage électronique sur drone pour liaisons de données haut débit avec un satellite.
Démarche :
La démarche suivante est envisagée :
1) Analyse système : état de l'art et perspectives des liaisons de données dans les bandes Ku, Ka, EHF,
état de l'art et perspectives des technologies d'antennes dans ces bandes, spécifications de l'antenne
conforme dans le contexte opérationnel.
2) Etude et design global de l'antenne conforme permettant de couvrir le besoin en terme de
communications par satellite sur un drone. Simulation du rayonnement.
3) Design et développement d'une maquette de l'antenne (brique de base) et mesures des performances.
Première étape :
La première étape porte sur une revue des liaisons de données par satellites dans les bandes usuelles (par
exemple Ku) et les perspectives dans les bandes millimétriques (Ka, EHF). Elle a pour objectif de spécifier le
besoin en regard des applications consommatrices de bande dans ces bandes de fréquences (diffusion de services
multimédia par satellite pour le civil et transferts via un satellite relais des données collectées par les capteurs
aéroportés dans le domaine militaire). En parallèle est effectuée une revue des différentes technologies dans ces
bandes afin d'évaluer la maturité et la disponibilité de différents composants de l'antenne (déphaseurs,
amplificateurs). L'objectif de cette première étape est d'appréhender le contexte opérationnel et de sélectionner la
bande de fréquences de fonctionnement du système antennaire. A partir de cela, les spécifications de l'antenne
(polarisation, gain, largeur de bande, angle d'ouverture, couverture angulaire …) ont été établies pour ainsi entamer
la seconde étape de la thèse (étude et design global de l'antenne conforme).
Bibliographie :
- "Services, technologies, and systems at Ka band and beyond – a survey", F. Gargione et al., IEEE Journ. Sel.
Areas Communicat., vol 17, iss. 2, Feb. 1999
- "Satellite systems for multimedia and Internet traffic", P. Chitre et al, IEEE MTT-S Microwave Symposium
Digest, USA, vol. 2, pp. 1129-1132, May 2001
- "The United States Department of Defense and Ka-band : Can a relationship Re-emerge ?", J.A. Mazzei, 11th
Ka and Broaband Communications Conference, 2005
-"Highly integrated RF-modules for Ka-band multiple-beam active phased array antennas" Butz et al., IEEE
2002
-"Smart terminal antenna for broadband communications in Ka band (SANTANA)", Publi. DLR, 2003
-"Active subarray module development for Ka-band satellite communications systems", Sanzgiri et al. IEEE
1999
-"Development of a Ka-band active phased array antenna for mobile satcom stations", Miura et al. IEEE 1999
Antenne conforme pour liaison de données haut
débit sur drone
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
T.Lambard1,2 , M.Himdi1, O.Lafond1, H.Jeuland2, S.Bolioli2
1 - IETR, Université Rennes 1, campus de beaulieu, 35000 Rennes
2 - ONERA-DEMR, BP 4025, 2 avenue E. Belin, 31055 Toulouse
Objet de la thèse
- Etude, Design, Développement d'une antenne conforme
- Application : liaisons de données haut-débit entre une drone et un satellite relais
- Technologies en bande Ka (30/20 GHz)
Déroulement de la thèse
- Etude bibliographique (liaisons de données, technologies antennes, systèmes existants et en développement)
- Analyse système (dimensionnement liaisons, antennes, évaluation débits)
- Design global de l'antenne pour le besoin SATCOM, simulation du rayonnement
- Réalisation d'un brique technologique de base (réseau passif et module à balayage électronique)
Contexte
Exemples d’antennes conformes
Antenne conforme :
- meilleure aérodynamique/exploitation de l’espace disponible
- plus grand champ de vision
- gain sur la SER
Avantages de la bande Ka :
- Bande passante large, débit plus important
- Gain volume/poids/consommation du
système antennaire
Liaisons drone-satellite :
- Réception sur drone : commandes, paramètres,…
- Emission vers le satellite : transfert données
capteurs (Radar, EO/IR, GE), Télémesure
Première étape : analyse système
- Etat de l'art et perspectives des liaisons de données par satellite
Contexte civil/militaire (fréquence, débits utiles)
Spécifications globales de l'antenne pour le contexte opérationnel (fréquence, bande passante,
couverture angulaire, dimensions, ouverture lobe, gain, lobes secondaires, polarisation)
- Bilan de liaisons : Evaluation des débits et des dimensions de l’ouverture rayonnante
- Etude technologique : Choix de la technologie antenne et des éléments actifs (déphaseurs,
HPA, …) pour le balayage électronique.
Exemple de liaison drone - satellite
- Contraintes d'intégration sur drone
Poids, volume, consommation
Emplacement : fuselage Î rayon de courbure
Contraintes mécaniques, T°, ……
Titre
Solutions envisagées pour l'antenne :
Secteur actif
Multifacettes +/-30
°
Global Hawk (liaison SATCOM Ku)
Débit max : 50 Mbps
Premiers résultats
Dimensionnement de liaisons en bande Ka (30/20 GHz)
2 cas de calculs :
- systèmes satellites existants : mono faisceau, PIRE = 52dBW, G/T = 10dB/K, norme DVB-S.
- systèmes satellites futurs : multifaisceaux, PIRE = 61dBW/porteuse, G/T = 15dB/K, norme DVB-S2.
Gain antenne drone ~ 30dB, taille de l'ouverture ~ 20cm, PIRE~40dBW et polarisation circulaire
Résultats en bande Ka (30/20 GHz) (modulation QPSK - 1/2) :
- techno. disponibles :
- techno. futures :
Emission drone, débit max =0.7Mbps
Réception drone, débit max =13Mbps
Emission drone, débit max =3Mbps
Réception drone, débit maximale =53Mbps
Comparaison avec résultats en bande Ku (14/12GHz)
- Emission (Global Hawk) : débit de 50Mbps, avec une antenne
parabolique de 1.2m de diamètre et une puissance démission de 400W.
- Réception (Connexion By Boeing): débit de 20Mbps, avec un réseau
d’antenne type patch de 0.38m de diamètre et une PIRE de 49dBW.
Technologies :
- Étude des sources à faisceau large (pour éviter une dégradation du gain lors du dépointage).
- Déphaseurs : déphaseurs sur puces MMIC (beaucoup de pertes), déphaseurs à ferrites (très peu de pertes mais encombrant).
Une étude est en cours sur un déphaseur à diodes varicap.
- Amplificateurs (SSPA, TWTA, HPA…), architecture.
Caractérisation d’antennes compactes
ultra large bande pour les systèmes de
communications numériques sans fils.
G. Le Fur
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] 02 23 23 68 59.
Le contexte de ce travail concerne la recherche de structures d’antennes miniaturisées ultra large
bande. Pour ce type d’antenne, la caractérisation conventionnelle possède certaines limites. Pour les
repousser, différentes techniques sont proposées, nommément la sphère de Schantz et les techniques
de brassage de modes. L’un des objectifs du travail est d’évaluer la potentialité de protocoles de
mesures innovants associés à ces moyens d’essais.
I.
Miniaturisation
A partir de structures d'antennes ULB existantes [3-10GHz], le travail consiste à descendre en
fréquence afin de développer des géométries d'antennes miniaturisées.
Pour cela, l'idée est de simuler (sous CST) la variation de différents paramètres à savoir la géométrie
du plan de masse, celle de l'alimentation et le changement de substrat.
Une antenne couvrant la bande de fréquence [1,3-2.5GHz] à été réalisée sur substrat FR4.
II. Mesures d'efficacité d'antennes
La mesure de l'efficacité et la caractérisation des petites antennes est difficile à réaliser. En
effet il n'est pas aisé de distinguer les pertes ohmiques associées au matériau de l'antenne et
les pertes dues au réseau d'alimentation de cette dernière. Pour faciliter ces mesures, un
concept de mesure "sous cloche" conductrice appelée “Wheeler cap” a été introduit par
H.A.Wheeler [1].
De plus, les méthodes fréquentielles classiques de mesures sont peu adaptées au caractère
Ultra Large Bande des antennes car “coûteuses” en temps de mesure. Il convient donc de
développer des protocoles de mesures temporelles rapides et précis.
Une adaptation de la ''Wheeler Cap'' pour l'ULB a été développée par H.G.Schantz [2]. Cette
sphère a été réalisée à l'IETR et les premières mesures d'efficacité d'antennes sont en cours.
L'avantage de cette mesure est sa rapidité car seuls les coefficients de réflexion dans la sphère
et en espace libre sont nécessaires:
Sphère de Schantz-vue d'ensemble
extérieure
Une deuxième mesure d 'efficacité d'antenne utilisant la chambre réverbérante à brassage de mode
(IETR/INSA) est en cours de développement .
Références :
[1] H.A. Wheeler ''the radiansphere around a small antenna''. Proc IRE p.1325-1331, 1959
[2] H.G.Schantz. "radiation efficiency of uwb antennas''. IEEE Conference on Ultra Wide Band
Systems and Tech., pages 351-355, may 2002.
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Synthèse d’une antenne réseau réflecteur ou « Reflectarray »
L. Marnat, R. Loison, R. Gillard, H. Legay
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] + tél. : 02 23 23 87 00
Cette thèse entre dans le cadre d’un projet européen (ESA). L’étude est menée au sein du laboratoire
d’électronique et des télécommunications de Rennes (IETR) sous la direction de Raphaël Gillard et
Renaud Loison et en partenariat avec Thales Alenia Space et l’université de Naples. Le but de cette
étude est de réaliser une antenne satellitaire pour des applications de télécommunications dans les
bandes C (4 - 8GHz) et Ku (12 - 18GHz).
Le type d’antenne choisie pour ce projet est une antenne à réseau réflecteur (ou reflectarray). Ce
concept combine les avantages des antennes réflecteurs (grande efficacité de source, faible coût de
fabrication) et des antennes réseaux (profil plat, possibilité de former et dépointer le faisceau).
La bande passante de ces réseaux les a longtemps cantonné à des applications bandes étroites. Les
progrès réalisés permettent maintenant d’envisager des applications de télécommunications par
satellites. Des capacités à générer deux faisceaux indépendants avec une bande passante de 10% ont
été démontrées.
Le diagramme de rayonnement d’un réseau est défini par la loi de phase appliquée à l’ensemble de ses
éléments. La phase que doit re-rayonner chaque cellule élémentaire doit notamment compenser les
différences de trajet entre la source primaire et l’élément en question. A l’échelle d’un réseau, la
gamme de phase à compenser peut être importante. La cellule élémentaire doit donc pouvoir fournir
une gamme de phase d’au moins 360°.
Le choix de la cellule élémentaire doit être motivé par les contraintes du projet. La nécessité de faible
poids, encombrement et coût nous oriente vers des cellules de structure monocouche. La cellule doit
pouvoir travailler sur deux polarisations de manière indépendante. La cellule choisie est un patch
chargé par des fentes [1] (type croix de Jérusalem). La phase re-rayonnée est commandée par les
paramètres géométriques de la cellule.
Pour obtenir la phase re-rayonnée il nous faut simuler les cellules. Elles sont simulées avec le logiciel
HFSS (ansoft). Nous utilisons les hypothèses de Floquet, ce qui permet de prendre en compte le
couplage inter-éléments présent dans le réseau.
Les réseaux que nous concevons sont composés d’environ 1000 éléments. Pour chaque élément, il faut
trouver les bons paramètres géométriques pour réaliser la phase souhaitée. Avec l’ensemble des
paramètres géométriques disponible avec la cellule choisie, une base de données est réalisable en 500
simulations environ. L’utilisation d’une base de données est d’autant plus intéressante qu’elle peut être
réutilisée pour la conception de plusieurs réseaux. Il apparaît que différentes cellules peuvent rerayonner la même phase. Un point à déterminer est donc l’influence de différents critères
d’optimisation lors de la synthèse de réseau sur ses performances. Différentes stratégies d’optimisation
seront mises en œuvre, ce qui conduira à un layout d’antenne (Figure 1). Les résultats de mesure sur
les réseaux ainsi obtenus permettront de définir des règles quant à la synthèse d’un réseau.
Figure 1: Layout d'un reflectarray
Références :
[1] D. Cadoret, “Étude de cellules déphaseuses imprimées combinant patchs et fentes – Application à
la réalisation de réseaux réflecteurs simple couche”, Thèse de doctorat, soutenue le 25 Octobre 2006.
Synthèse d’une antenne réseau
réflecteur ou « Reflectarray »
L. MARNAT, R. LOISON, R. GILLARD, H. LEGAY > [email protected]
Qu’est ce qu’un reflectarray ?
Cellule élémentaire du réseau :
Principe de fonctionnement :
cellule déphaseuse
Source
primaire
Source
primaire
Antenne réflecteur
Antenne
réseau réflecteur
Retards à compenser pour un réseau réflecteur
Dépend de la fréquence de travail et de la
distance entre la source et les cellules.
Antenne réseau
La cellule élémentaire
Méthode de simulation :
• Logiciel HFSS (3D - éléments finis)
Contraintes industrielles pour le développement d’une
antenne satellitaire :
• Hypothèse de Floquet (conditions
périodiques)
• Mono-couche
+ Prise en compte du couplage inter-éléments
• Bi-polarisation
Cellules choisies
- Tous les voisins sont identiques
• Encombrement de la cellule
• Possibilité d’évolution vers une cellule active
Gestion de la phase
re-rayonnée
• Gamme de phase re-rayonnée ≥ 360° ( pour compenser
les retards liés à la distance entre les cellules et la source)
Paramètres géométriques:
- 6 pour une cellule symétrique
- 12 pour une cellule non symétrique
Dimensionnement du réseau réflecteur
Réponse en phase
Loi de phase
Diagramme de rayonnement souhaité :
↔
Prend en compte:
Lobe formé
Dimensionnement des cellules
• Faisceau à réaliser
• Géométrie de l’antenne
Synthèse du réseau réflecteur
Loi de phase
Exemple de base de données
(pour ≈ 1000 éléments)
Ensemble de cellules
possibles (≈ 400 éléments)
Génération d’une base de données
(≈ 400 simulations + interpolation)
Phase re-rayonnée (degrees)
&
500
Une phase
Différents critères
400
plusieurs configurations
possibles
300
de choix de cellule
200
fentes
centrées
fentes
extérieures
100
0
-100
0
2
4
6
8
10
12
Longueur de fente (mm)
Exemple de layout
Conclusion & perspectives
• Le choix de la cellule élémentaire a un gros impact sur les performances d’un réseau
• Dans l’optique d’un projet en lien avec un industriel, il est important de trouver des solutions faibles coûts (réalisation et développement)
• Il est nécessaire de voir l’influence de différentes stratégies d’optimisation sur le layout et les performances globales du réseau
CONCEPTION & OPTIMISATION DE DISPOSITIFS ANTENNAIRES INTEGRES
FOCALISANTS EN BANDE DE FREQUENCE MILLIMETRIQUE ET SUBMILLIMETRIQUE
Doctorant : N. T. Nguyen
Encadrants : R. Sauleau
Groupe Antennes & Hyperfréquences
Email : [email protected]
Tél. 02 23 23 66 98.
La conception d’antennes est un maillon important et indispensable dans le développement des
systèmes de communications sans fil. Les applications telles que les communications de proximité, les
communications par satellite, les radars automobiles, nécessitent la conception d’antennes
hyperfréquences qui répondent à des cahiers des charges spécifiques. Plusieurs types de structures
d’antennes ont été proposés pour répondre à ces besoins : les réseaux d’antennes imprimées, les
antennes à réflecteurs, les antennes lentilles, etc. Notre choix s’est porté sur les antennes lentilles et
réflecteurs grâce à leur aptitude à obtenir des faisceaux formés présentant de bonnes performances.
La méthodologie de conception pour ces types d’antennes est basée sur le couplage entre une méthode
asymptotique OG/OP (Optique Géométrique/Optique Physique) [1, 2, 3] et un algorithme
d’optimisation locale ou globale [1, 2]. Dans la littérature, la méthode OG/OP a été validée pour des
structures de taille moyenne (diamètre Ø ≥ 6xλ0) ; ses temps de calcul sont beaucoup plus rapides que
ceux des méthodes génériques (FDTD, MoM, FEM, MBIE, …) et elle permet de dépasser certaines de
leurs limites, notamment en termes de taille de structures que l’on peut analyser. Elle est en effet
capable d’analyser de très grandes lentilles ou réflecteurs et ceci avec n’importe quel type de source
primaire (patch, guide d’onde, cornet, réseau de source, …).
Dans un premier temps, nous avons poursuivi le développement d’un simulateur de type OG/OP pour
les antennes lentilles intégrées (ALI), puis le couplage de ce dernier avec un algorithme d’optimisation
de type génétique (AG). Cet outil a été appliqué à la conception d’ALI à diagramme de rayonnement
sectoriel [4]. Dans ce cas, nous avons optimisé deux prototypes d’antennes : le premier est une lentille
simple coque de taille réduite réalisée en Rexolite. Afin de réduire les ondulations observées dans le
secteur constant, une antenne double couche dont la seconde coque joue le rôle de couche anti-reflet a
été optimisée. Une étude de sensibilité visant à évaluer l’impact des incertitudes de fabrication a été
effectuée sur la lentille double coque.
Dans un second temps, nous allons continuer le développement de l’outil d’analyse OG/OP afin de
l’adapter à l’étude d’antennes à réflecteurs. La suite du travail est le couplage de ce simulateur avec
l’algorithme d’optimisation qui a été déjà développé pour créer finalement un outil de conception de
réflecteurs formés.
Références :
[1] R. Sauleau, B. Barès, IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 54, n°4, pp. 1122-1133, Avril 2006
[2] Godi, R. Sauleau, L. Le Coq, D. Thouroude, IEEE Trans. Antennas Propagat., part 1, pp. 770-774,
Mars 2007
[3] H-P. Ip and Y. Rahmat-Samii, IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 46, No. 11, Novembre
1998
[4] N. T. Nguyen, G. Godi, R. Sauleau, JNM2007, Toulouse, France, Mai 2007
LENTILLES SIMPLE ET DOUBLE COQUE POUR
ANTENNES À RAYONNEMENT DE TYPE
SECTORIEL
TITRE
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Ngoc Tinh NGUYEN, Gaël GODI, Ronan SAULEAU
Email : [email protected]
I. Introduction & Motivation
Lentille en Rexolite
Applications des lentilles
Objectifs de ce travail
Géométrie de l’antenne
- Communications intra-bâtiments,
- Radars automobiles,
- Communications spatiales.
- Optimisation des lentilles de taille
réduite (Ø < 8λ) à rayonnement de
type sectoriel
- Réduction des ondulations
- Source primaire de type patch
alimenté par la fente couplée à une
ligne microruban
- Lentilles diélectriques en contact
direct avec le patch
Types de faisceaux formés
- Cosécante
- Gaussienne
- Sectoriel
Spécifications
Lentille en Mousse
- Source de type patch à 28GHz
- Gabarit sectoriel
Source primaire
II. Méthode de conception
Algorithme Génétique (AG)
Spécifications données
Lentille optimisée
(source, gabarit, contraintes)
(forme, rayonnement)
• Méthode d’optimisation globale
• Principe : minimisation d’une fonction coût, le "Fitness" (écart entre le
rayonnement d’une antenne et le gabarit désiré)
• Aptitude à trouver des solutions dans de grands espaces de recherche
(chromosomes à optimiser de longueur pouvant atteindre une centaine de bits)
• Algorithme simple à mettre en œuvre
Chromosomes
Optique Géométrique
Optique Physique
(OG/OP)
Algorithme génétique
(AG)
Fitness
Optique Géométrique / Optique Physique (OG/OP)
• Méthode asymptotique
• Calcul du rayonnement de lentilles de formes quelconques, associées à des
sources primaires connues
III. Synthèse de lentilles simple coque
• Gabarit
:
Couverture
iso-puissance.
Rayonnement sectoriel. Symétrie de révolution.
Ouverture 80 – 100°
• Optimisation globale d’un profil de lentille de
révolution (matériau : Rexolite, εr = 2,53)
Meilleur Fitness atteint
pour chaque run
Diagrammes de rayonnement du meilleur résultat, dans
les plans E (trait continu) et H (trait discontinu)
Diagrammes de rayonnement 3D en coordonnées polaires
Diagrammes de rayonnement FDTD du meilleur résultat,
dans les plans E (trait continu) et H (trait discontinu)
Evolution du Fitness en fonction du nombre
d’évaluations
Vues en coupe et en 3D du meilleur
résultat d’optimisation
Résultats de synthèse
(OG - OP)
•Fonctionnement de l’antenne à 28 GHz
Diagrammes de rayonnement FDTD à 3 fréquences
Vérification par
FDTD
Haute amplitude des ondulations et
de polarisation croisée?
Réflexions multiples
IV. Synthèse de lentilles double coque
• Objectifs : Réduire l’impact des réflexions multiples
• Couche anti-reflet :
ε = ε
r,2
λ0
4 ε r,2
• Matériau de la lentille interne : Rexolite (εr = 2,53),
externe : Mousse (εr = 1,59 )
Patch
(vue de dessus)
Position des vis
de fixation
Vue de dessus
Vue de côté
Lentille en Rexolite
Meilleur Fitness atteint
pour chaque run
Diagrammes de rayonnement du meilleur résultat, dans
les plans E (trait continu) et H (trait discontinu)
Vues en coupe et en 3D du meilleur résultat
d’optimisation
Diagrammes de rayonnement FDTD du meilleur résultat,
dans les plans E (trait continu) et H (trait discontinu)
Diagrammes de rayonnement FDTD à 3 fréquences
r,1
r2 (θ,ϕ ) - r1 (θ,ϕ ) =
Fabrication en cours
Evolution du Fitness en fonction du nombre
d’évaluations
Source primaire
Résultats de synthèse
(OG - OP)
Diagrammes de rayonnement 3D en coordonnées polaires
Vérification par
FDTD
Amplitude des ondulations réduite sur l’ensemble de la bande
passante
Réduction des réflexions multiples
V. Conclusions & Perspectives
• Robustesse de l’Algorithme Génétique pour l’optimisation de forme d’antennes lentilles multicoques
• Validation FDTD de la démarche employée
• Mise en évidence des améliorations possibles de la méthode d’analyse asymptotique : prise en compte des réflexions
multiples
Journée des Doctorants de l’IETR 2007
Etude et modélisation de la susceptibilité dans les circuits intégrés
Ali Alaeldine, M’hamed Drissi, Mohamed Ramdani et Richard Perdriau
Groupe Antennes & Hyperfréquences - INSA de Rennes
ESEO, 4 rue Merlet de la Boulaye, 49009 Angers, France
[email protected] - Tel : 02 41 86 67 03 - Mob : 06 08 16 74 03 - Fax : 02 41 87 99 27
Le sujet s’inscrit dans le cadre de la modélisation du comportement électromagnétique des circuits intégrés.
Différents types d’injection ont été effectués sur des circuits de test afin de visualiser leurs comportements
internes dépendant du type d’injection, de l’architecture interne des circuits et de la sensibilité du substrat aux
bruits internes, et de proposer différentes stratégies de protection qui seront en fait intégrées dans un nouveau
circuit de test fabriqué par notre équipe selon leur efficacité. Une grande partie de cette thèse est déjà effectuée
en coopération avec différents laboratoires et entreprises ; à ce jour des résultats importants sont obtenus sur :
La méthode d’injection directe de la puissance (DPI) : injection dans les rails d’alimentation d’un circuit de
test (CESAME) qui se compose de six différents cœurs logiques afin de visualiser le comportement de
chaque cœur par rapport à son architecture d’alimentation (capacité de découplage intégrés, couche
d’isolation entre les substrats globale et locale…), à la puissance injectée et à la fréquence d’injection ; un
modèle d’injection complet a été proposé, il comprend toutes les parties du système d’injection, du circuit
sous test et de son environnement, et des pertes en puissance. Une autre injection a été effectuée dans le
substrat de ce circuit ; le comportement de chaque cœur durant l’agression a été visualiser, les résultats ont
été comparés avec les résultats de l’injection d’impulsion nommé ci-dessous, avec de bonnes corrélations.
Le même circuit a été scanner en utilisant la méthode Near-Field Scanning, en activant chaque cœur
séparément. Les résultats ont montrés que les cœurs les moins brouillant sont le moins susceptible et à
l’inverse. Ce travail a été effectué en coopération avec ST-Microelectronics (fondeur du circuit), le LATTIS
(INSA-Toulouse) et ATMEL Nantes.
La méthode d’injection en champ proche (NF) : injection de la puissance a l’aide d’une sonde magnétique
sur le rail Vdd du circuit sous test CESAME. Un modèle complet du système d’injection du circuit sous test
et des pertes en puissance a été proposé. Les comparaisons mesure/simulation montrent une bonne
corrélation. Ce travail a été effectué en coopération avec ST-Microelectronics et le LATTIS (INSAToulouse).
La méthode d’injection d’impulsion (VF-TLP) : Very-Fast Transmission Line Pulse ; injection d’impulsions
dans les rails d’alimentation du circuit sous test et dans le substrat de chaque cœur. Les impulsions ont été
injectées avec différents paramètres (amplitude, largeur et temps de montée) afin de visualiser le
comportement interne du circuit ; la modélisation du système de test a été effectuée en deux étapes :
• Le système d’injection : générateur d’impulsion, boîtier TDR, câbles, sonde et capacité d’injection,
circuit sous test avec son modèle équivalent en RC ; les résultats ont montré une corrélation parfaite
entre les parties incidente et réfléchie de l’impulsion en mesure et en simulation.
• La deuxième étape consiste à remplacer le modèle équivalent du circuit par le modèle réel
(transistors…) ; le modèle complet a été simulé sous ELDO et le signal de sortie du circuit a été
visualisé ; une corrélation mesure/simulation se voit sur la perturbation sur le signal de sortie due à
la partie incidente de l’impulsion; la même chose pour la partie réfléchie mais jusqu’à une valeur de
tension où le signal de sortie ne réagit plus à l’impulsion injectée; ce comportement est peut être dû
aux modèles des diodes utilisées à l’entrée du circuit et qui limitent à un moment donné le passage
du courant (couplage) entre les rails d’alimentation.
L’injection dans le substrat des trois cœurs a montré les mêmes résultats que ceux obtenus par la méthode (DPI) ;
les fautes logiques ont été comptées à la sortie de chaque cœur en injectant 100 impulsions ; les résultats
montrent la susceptibilité de chaque cœur selon sa stratégie de protection. D’autres études sur cette méthode
seront effectuées dans les prochains mois. Ce travail est effectué en coopération avec ST-Microelectronics et le
LAAS (Toulouse).
Une autre étude a été faite en analysant l’injection de la puissance en champ proche en proposant
différents modèles de calcul du couplage inductif entre la sonde magnétique et le véhicule de test ; cette étude a
été effectuée en coopération avec EADS-CCR (Paris).
La prochaine étape de la thèse consiste à définir un cahier des charges pour le futur circuit sous test
qui sera conçu pour des tests de susceptibilité afin d’améliorer l’immunité des circuits intégrés et d’établir des
règles de conceptions tenant compte du phénomène de susceptibilité. Ce circuit se composera de cœurs logiques
et analogiques permettant de visualiser l’influence de chaque coeur sur les autres qui seront intégrés sur la même
puce (immunité interne). Les perturbations produites par les cœurs intégrés peuvent être rayonnées ou conduites,
par le Vdd ou par le substrat. Ce travail sera effectué en coopération avec ATMEL Nantes (qui sera le fondeur du
circuit), et le LATTIS (INSA-Toulouse).
A Near Field Injection Model Including Power Losses for
Susceptibility Prediction in ICs
A.Alaeldine
A.Alaeldine (1)(3) – A. Boyer (2) – R. Perdriau (1) – M. Ramdani (1) – E. Sicard (2) – M. Drissi (3)
(1) ESEOESEO-LATTIS, 4 rue Merlet de la Boulaye,
Boulaye, 49009 Angers, France – (2) LATTIS, INSA, 135 Av. de Rangueil,
Rangueil, 31077
Toulouse, France – (3) IETR, INSA, 20 Av. Buttes de Coë
Coësmes,
smes, 35000 Rennes, France, email: [email protected]
Measurement model
Context: Within the recent years, many
digital and analog integrated circuits (ICs)
have become more and more susceptible,
due to increased number of interfaces,
higher data rates, decreased node
capacitance, and a steady reduction in
power supply voltage and, consequently,
noise margin. A topical issue is the radiated
(far or near-field) interference induced by
wireless transmitters such as radar base
stations or aircraft equipment into highfrequency ICs.
Near-field injection setup
Generator Amplifier
M 12
DUT (IC)
Wattmeter
P u ³ H i u dS
M2
I1
S
M 12
L1 u L2
n
L1
KM
PCB: FR- 4
dS
L2
Layer 4: Ground plane
Hi
Rloop values are determined
by the measurement of the
reflection factor (VNA)
Power losses
into the probe
Layer 3: Signal + Ground
I1
I2 0
KM
Magnetic
probe
&
&
Directional coupler
Layer 2: Signal + Vdd
Layer 1: Signal + Ground
1. A RF generator is used to produce a
continuous sine wave signal up to 1 GHz
2. A power amplifier is used to amplify the
power of the injected signal up to 10 W
3. and 4. A directional coupler and a 2channel wattmeter (connected to the coupler)
are used to measure the injected and
reflected powers
5. A magnetic probe is connected to the output
of the coupler and is used to create a
magnetic near-field above the IC under test.
Modeling of the injection system
and logic cores
ALI - PCB
9V
Measurement
Simulation
Generator + coupler + cable + probe
R5
V4
1Vac
0Vdc
R_Loop
T1
5
50
0
Z0=50 Ohm
Td=10386ps
0
0
0
L_loop 4.2nH
2
1
Rloop represents : cables, directional
coupler and power losses in the probe
Frequency
- One base cell is used for
simulation
- The remaining cells are replaced
by their equivalent passive RC
elements
Complete electrical model
for simulation
1Vac
0Vdc
V4
R_Loop
T1
±10%
5
50
0
Z0=50 Ohm
Td=10386ps
0
0
0
2
±20%
L_loop 4.2nH
1
K K3
K_Linear COUPLING = 0.03
0
R_pcb
1
L_pcb
2
2
62.36nH L_decoup
0.196
R_battery
30m
R_lead_vdd L_lead_vdd
1
2
6.2nH
56m
6nH
56m
R_pad_vdd
R_sensor
1
L_rail_vdd R_rail_vdd
2
0.1nH
1.7
70m
0.58
0.88nH
C_decoup
V2
1
47n
1.8
R_pcb1
1
L_pcb1
2
0.15
7.47nH
K_Linear
COUPLING = 0.65
Power Supply + PCB
0
+ Decoupling capacitor
0.67p K K2
K_Linear
COUPLING = 0.66
R_lead_vss L_lead_vss
1
2
56m
Clock
C_vdd/vss
K K4
R_decoup
0.016
R_bond_vdd
C_pck_vdd
0.45p L_bond_vdd
1
2
L_bond_vss
1
R_bond_vss
2
C_pck_vss6nH
0.45p
6.2nH
0
Lead + Bonding
56m
R_core1Data
C_core1
C_pad
9.1p
488k
199p
R_pad_vss
130m
Pad
R_sensor1
1.7
+
1
Enable
Base
Cell
Reset
L_rail_vss R_rail_vss
2
0.1nH
C12
500fF
0.58
Rails
+
0
R_pcb2
1
L_pcb2
2
2
62.36nH L_decoup1
0.196
R_battery1
30m
0.88nH
C_decoup1 1
V3
47n
1.8
R_decoup1
R_pcb3
1
0.016
L_pcb3
2
0.15
7.47nH
0
Power Supply + PCB
+ Decoupling capacitor
Model of
battery,
power
tracks and
decoupling
capacitor
Comparison of measurement
& simulation
Susceptibility criterion
Generator + coupler + cable + probe
R5
Injected power into decoupling
capacitor
Decoupling
capacitor (47 nF)
IC model
-The IC is immune to a 10-watt
incident power below 200 MHz
-Above this frequency, the IC is
becoming more susceptible
-An encouraging correlation
between
measurement
and
simulation results can be observed
-The difference is greater than 3
dBm only at 300 and 500 MHz.
-The discrepancies may be due to
small
differences
in
the
impedance of the whole model in
simulation and measurement
(magnetic probe)
EMC Europe, 14th – 15th June 2007, Paris, France
47 nF
Injected power into battery
and PCB (decoupling
capacitor is not included)
Modèles autorégressifs pour l’estimation du nombre d’échantillons indépendants disponibles
par un brassage mécanique dans une chambre réverbérante
Christophe Lemoine
Co-encadrant : P. Besnier, Directeur de thèse : M. Drissi
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] – 02 23 23 52 54
Les chambres réverbérantes à brassage de modes (CRBM) sont étudiées depuis plusieurs décennies et
apparaissent aujourd’hui comme une alternative à de nombreuses applications de compatibilité
électromagnétique (CEM) et de caractérisation d’antennes. Pour les applications CEM, d’une part les
amplificateurs restent raisonnables en terme de puissance et donc de coût, puisque les pertes d’énergie
dans une CRBM sont très faibles par rapport à une chambre anéchoïque. D’autre part, l’objet sous test
n’a pas besoin d’être déplacé dans une CRBM puisqu’il baigne dans un environnement
électromagnétique statistiquement homogène et isotrope. Par ailleurs, la possibilité de contrôler
l’incertitude de mesure dans une CRBM est un avantage certain lorsqu’il s’agit de mesurer les
propriétés d’une antenne.
Dans une chambre réverbérante, le brasseur de mode permet de modifier les conditions aux limites
afin de générer une distribution de champ électromagnétique dans le volume utile de la cavité. Un
enjeu important, aussi bien pour la CEM que pour les mesures d’antennes, est de connaître l’efficacité
de brassage ; c’est-à-dire, en fonction de la fréquence d’étude, le nombre maximum d’échantillons
indépendants que l’on peut espérer collecter sur un tour de brasseur. Afin de maîtriser les essais CEM,
les normes soulignent clairement la nécessité de connaître le nombre de mesures indépendantes [1].
D’autre part, le contrôle de l’incertitude de mesure est directement associé à l’efficacité du brasseur.
Jusqu’à présent, les méthodes de détermination du nombre maximum de positions indépendantes du
brasseur ne sont pas satisfaisantes. En particulier, la méthode normative ne tient pas compte de la
distribution de la fonction d’autocorrélation [2], choisie comme mesure de l’indépendance. Nous
avons développé une méthode simple, basée sur l’exploitation des modèles autorégressifs
abondamment utilisés en économétrie, permettant de connaître les performances d’un brasseur, en
fonction de la fréquence. L’idée majeure est de considérer une série de N mesures corrélées de champ
ou de puissance, comme une série mathématique s’exprimant sous la forme d’un modèle autorégressif
[3]. Ensuite, le développement d’un théorème central limite pour des données corrélées nous donne
accès au nombre effectif N’ d’échantillons indépendants de la série de mesures corrélées de taille
N>N’.
Cette méthode a été validée expérimentalement dans la chambre réverbérante de l’IETR. Pour chaque
fréquence de 300 MHz à 1300 MHz, la vérification de l’indépendance des N’ échantillons est associée
à un intervalle de confiance. Ainsi, nous tenons compte de la distribution de la fonction
d’autocorrélation au premier ordre qui mesure la corrélation entre deux positions de brasseur
successives. L’avantage de cette méthode est qu’elle caractérise de manière précise et dans un laps de
temps relativement court, les performances d’un brasseur en terme d’indépendance des mesures, en
fonction de la fréquence. Elle devrait répondre aux attentes des acteurs industriels et universitaires,
quant à la capacité à mesurer l’efficacité d’un brasseur. Cette méthode contribue ainsi à mieux
exploiter la chambre réverbérante comme moyen d’essais CEM et de mesures d’antennes.
Références :
[1] IEC 61000-4-21 : Reverberation chamber test methods, International Electrotechnical Commission
Std., 2003.
[2] O. Lundén et M. Bäckström, Stirrer efficiency in FOA reverberation chambers, IEEE International
Symposium on EMC, vol. 2, Chicago, USA, Aug. 2005, pp. 550-555.
[3] R. Davidson and J. G. MacKinnon, Econometric theory and methods. New York, USA : Oxford
University Press, 2003.
TITRE
Using autoregressive (AR) models to estimate the number
of independent samples available with stirrer rotation
in reverberation chamber (RC) ± Christophe Lemoine
,167,787'¶e/(&7521,48((7'(7e/e&20081,&$7,216'(5(11(6
Reverberation chamber = random field generator
Probability density function
‡ The mode stirrer is used to change the boundary conditions of the electromagnetic field
‡ Correctly selecting each location of the stirrer creates an independent field distribution
‡ The number of independent samples is the number of stirrer positions which gives uncorrelated fields
- The IETR reverberation chamber -
0.05
0.04
0.03
0.02
0.01
0.00
0
20
40
60
Measured value of Ex , Ey , Ez (V/m)
80
Applications:
‡ Electromagnetic compatibility (EMC)
‡ Antennas characterization
‡ The independence of samples is necessary to quantify the measurement uncertainty
‡ Standards emphasize that the number of independent samples must be known, in order
to apply statistics to data obtained from a RC
The autocorrelation function (ACF) as a measurement of independence
Estimated value r of the first order ACF
‡ N is the number of stirrer positions over 360°, e.g. N=450
‡ =
‡ =
‡ Due to limited number of samples, the calculated first order ACF has a probability density function
‡ The normative part of the IEC 61000-4-21 assumes statistically independent boundary conditions
between two successive stirrer positions when the first order ACF is less than 1/e ~ 0.37
‡ However, if a set of N=450 samples yield r=0.37, then the probability is 10-16 that =0
Expected value
the criterion 0.37 is not adapted to RC measurements
FOACF
Received power measurements in RC viewed as a time series process
‡ An AR model is commonly used in econometric analysis for forecasting the evolution of an economic variable
‡ An AR(k) process expresses the observation t of the dependent value
as a function of the former observations,
and a residue , also called innovation in econometrics :
Received power
Partial correlation
Standard to mean ratio of
dependent data: known
using RC measurements
for N stirrer positions
Experimental validation of the method
1¶
‡ Using AR models and developing a central limit theorem
for dependent data, we have access to the maximum number
1¶ of independent samples available with stirrer defined such
that :
Standard to mean ratio of
independent data: known
using RC theory
Partial ACF
‡ In Figure, the expected value of the FOACF is [r ± 0.05; r + 0.05] with at least a 95% level of
confidence, using N=1500 independent samples at each frequency
‡ When r > 0.5 an AR(2) process is necessary since the innovations must be independent
Number of independent samples
Frequency (MHz)
Residue or
innovation
)RU1¶VWLUUHUSRVLWLRQVWKH)2$&)
LQGLFDWHVWKDWWKH1¶PHDVXUHPHQWVFDQ
be considered as independent data
300
250
200
AR(2)
150
100
AR(1)
50
0
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200 1300
Frequency (MHz)
Co-encadrant : Philippe Besnier (CR-CNRS) - 'LUHFWHXUGHWKqVH0¶KDPHG'ULVVL3URI
Groupe Antennes & Hyperfréquences
f (MHz)
400
700
1000
with N
0.74
0.41
0.21
11
with N'
0.06
0.11
0.11
11
OPTIMISATION ÉLECTROMAGNÉTIQUE D’ANTENNES LENTILLES :
COUPLAGE DE SIMULATEURS FDTD AVEC UN ALGORITHME GÉNÉTIQUE
A.Rolland
Encadrants : R.Sauleau, M.Drissi
Groupe Antennes & Hyperfréquences
Email : [email protected]
Tél. 02 23 23 68 73.
D’innombrables applications sont actuellement en développement dans les bandes de fréquences
millimétriques (30 GHz – 300 GHz), par exemple les systèmes de communications à très haut débit,
les radars automobiles détecteurs d’obstacles, etc. Dans ce cadre, la parfaite maîtrise des performances
radioélectriques des systèmes antennaires est nécessaire. Les solutions antennaires retenues ici sont les
antennes intégrées focalisantes (AIF encore appelées antennes lentilles intégrées) car elles offrent un
très bon compromis performances/coût/ encombrement.
Classiquement, la méthodologie de conception pour ce type d’antennes est basée sur le couplage entre
une méthode asymptotique (Optique Géométrique / Optique Physique, OG/OP) et un algorithme
d’optimisation [1][2]. Cependant la méthode OG/OP a des limitations : en effet, les hypothèses des
lois de l’OG ne sont plus vérifiées dès lors que la taille des structures est du même ordre de grandeur
que la longueur d’onde ; en outre la méthode asymptotique a du mal à rendre compte des phénomènes
de réflexions multiples et totales lorsque la permittivité du diélectrique augmente.
Pour palier ces défauts, le recours à une méthode d’analyse électromagnétique plus robuste s’avère
indispensable. La méthode FDTD (Finite-Difference Time-Domain) a été retenue pour sa robustesse,
sa polyvalence (au niveau de la nature des antennes et des sources pouvant être simulées), ainsi que
pour son aptitude à fournir des résultats sur une large bande de fréquences.
Les temps de calcul importants inhérents à la FDTD ont orientés dans un premier temps les travaux de
cette thèse vers le développement d’un simulateur FDTD en 2D, puis le couplage de ce dernier avec
un algorithme d’optimisation de type génétique (AG). Cet outil a été appliqué à la conception d’AIF à
diagramme de rayonnement sectoriel stable sur une large bande de fréquences (optimisation
multifréquences) [3]. En outre, des lentilles ont été optimisées dans le but d’augmenter leur efficacité
de surface.
Dans un second temps, pour aller plus loin et passer à la conception de structures 3D (synthétisables)
tout en maintenant des temps d’optimisation raisonnables, un simulateur FDTD à symétrie de
révolution (BOR Body of Revolution) a été implémenté. La dépendance azimutale des champs
(expansion en séries de Fourier solutions analytiques) permet de réduire le domaine de calcul à un
domaine 2D. Les structures simulées sont donc réduites à des géométries à symétrie révolution et les
excitations sont nécessairement modales. Ce simulateur est en cours de validation et un couplage avec
un algorithme génétique est envisagé prochainement.
Références :
[1] R. Sauleau, B. Barès, "A complete procedure for the design and optimization of arbitrarily-shaped
integrated lens antennas", IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 54, n°4, pp. 1122-1133, Avril 2006
[2] G. Godi, R. Sauleau, D. Thouroude, "A computer-aided design tool for the optimization of
arbitrarily-shaped homogeneous single- and double-shell dielectric lenses", Int. Joint Conf. of 4th ESA
Workshop on Millimeter-Wave Technology and Applications, 8th Topical Symp. on Millimeter
Waves, 7th Millimeter-Wave Int. Symp., Espoo, Finlande, pp. 379-384, 15-17 Fév. 2006.
[3] A. Rolland, R. Sauleau, M.Drissi, “A Lens Shaping Optimization Tool combining a Genetic
Algorithm and 2D-FDTD Solver”, 6th Conference on Telecommunications ConfTele-07, Peniche,
Portugal, 9-10 Mai 2007
OPTIMISATION ÉLECTROMAGNÉTIQUE
D’ANTENNES LENTILLES :
COUPLAGE DE SIMULATEURS FDTD AVEC UN
ALGORITHME GÉNÉTIQUE
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Anthony ROLLAND, Ronan SAULEAU, M’Hamed DRISSI
IETR, UMR CNRS 6164, Groupe Antennes & Hyperfréquences
Campus de Beaulieu, 263 Avenue du Général Leclerc
35042 RENNES Cedex, France
Email : {Anthony.Rolland, Ronan.Sauleau}@univ-rennes1.fr, [email protected]
I. Introduction & Motivations
Contexte :
Motivation :
Optimisation électromagnétique
d’Antennes Intégrées Focalisantes –AIF(ou antennes lentilles intégrées)
aux fréquences millimétriques.
Diagramme de
rayonnement
formé
Secteurs applicatifs :
Amélioration de la
directivité
Système
diélectrique
focalisant (AIF)
Systèmes
de transport intelligents
(radars pour véhicules communicants),
Communications spatiales
(antennes multifaisceaux).
Approche classique :
Amélioration de
l’efficacité de surface
Méthode asymptotique d’Optique Géométrique /
Optique Physique (OG/OP) couplée à un
algorithme d’optimisation
Obtention de
faisceaux formés
Limites de OG/OP :
Dégradation des performances d’analyse :
lorsque la permittivité de la lentille augmente
pour des lentilles de tailles réduites (Ø< 8λ)
Optimisation du profil de
la lentille
εr
Nécessité d’utiliser une méthode
d’optimisation EM globale
Source primaire située à la
base de la lentille
II. Méthode d’optimisation
Simulateurs développés :
Couplage entre une méthode d’analyse électromagnétique globale
de type FDTD et un Algorithme Génétique (AG)
Pertinence de l’approche : méthode d’optimisation électromagnétique globale
+
optimisations multifréquences
Simulateur FDTD en 2D : temps d’optimisation rapides
Simulateur FDTD à symétrie de révolution (BOR) : la dépendance
azimutale des champs permet de réduire le domaine de calcul (3D) à un
domaine 2D importants gains de temps et de ressources mémoires
pour la conception de structures 3D
Schéma fonctionnel
SPÉCIFICATIONS EN RAYONNEMENT
Définition d’un gabarit pour
l’obtention de diagramme formé
Diagramme de rayonnement
d’une antenne lentille
POPULATION DE FORMES DE
LENTILLES
FORME DE LENTILLE
OPTIMISÉE
SIMULATEUR FDTD
ALGORITHME
GÉNÉTIQUE (AG)
Définition d’une fonction de coût
pour évaluer le fitness de chaque lentille
o Fitness pour une optimisation en
un point de fréquence (f0)
Gabarit supérieur
N
Fitness
( f0 ) =
∑w
k
( f 0 ) E error (θ k , f 0 ) ∆ θ k
k =1
N
∑w
k
( f0 )
k =1
∆θk
θ1 θ2
θk
θN-1 θN
θ
avec wk = coefficients pondérateurs
FDTD (Finite Difference Time Domain)
Algorithme Génétique (AG)
o Fitness pour une optimisation en
plusieurs points de fréquence (fj)
Méthode d’analyse électromagnétique globale
dans le domaine temporel
Obtention de résultats sur une large bande de
Algorithme d’optimisation globale
Capacité à trouver des solutions dans de grands
obtenu pour
géométriques de la population de lentilles vers
une forme optimisée
Faire tendre la fonction de coût vers 0
Gabarit inférieur
Légende
M
∑α
Eerror(θk)
Fitness Global =
( )
j Fitness f j
fréquence en une seule simulation
Fonction : analyser le rayonnement
j =1
M
∑α
Directions d’évaluation (θk)
j
j =1
chaque forme de lentille
Calcul de la fonction de coût
avec αj = coefficients pondérateurs
espaces de recherche (mêmes discontinus)
Fonction : faire évoluer les caractéristiques
Objectif
Comparaison de trois stratégies de synthèse
Recherche de la meilleure configuration de lentille :
Pour satisfaire un diagramme sectoriel sur une bande de 10%
Contrainte supplémentaire : Ø<7λ0 (f0 = 40 GHz)
30
60
Gabarit
90
120
θ (deg)
-40
0
y/λ0
εr=3,8
x/λ0
150
f
f
f
f
f
-30
180
3/ Lentille double coque
optimisée en 5 points de
fréquence
y/λ0
εr2≈1,95
εr1=3,8
x/λ0
Normalized Radiation Pattern (dB)
Plan métallique (PEC) infini
2/ Lentille simple coque en
Quartz (εr=3.8) optimisée en
5 points de fréquence
f = 0.95 x f0
f =f
0
f = 1.05 x f0
-30
-40
20 dB
100°
-20
x
-20
Normalized Radiation Pattern (dB)
2 dB
80°
-10
εr=2,53
0
-10
30
60
x/λ0
0
Distribution uniforme de lignes de courant
polarisées suivant E (Jz)
λe/2
y/λ0
Diagramme de rayonnement
de la source primaire
Source primaire
y
1/ Lentille simple coque en
Rexolite (εr=2,53) optimisée en
un seul point de fréquence (f0)
Frontières inférieure et
supérieure du domaine
optimisation
Normalized Radiation Pattern (dB)
III. Application : Optimisation d’AIF à diagramme de rayonnement sectoriel (configurations 2D)
= 0.95 x f
0
= 0.975 x f
0
=f
0
= 1.025 x f
0
= 1.05 x f
0
90
θ (deg)
120
150
180
150
180
150
180
0
-10
-20
f
f
f
f
f
-30
-40
0
30
60
= 0.95 x f
0
= 0.975 x f
0
=f
0
= 1.025 x f
0
= 1.05 x f
90
θ (deg)
0
120
0
-10
-20
f = 0.95 x f
0
f = 0.975 x f
0
f=f
0
f = 1.025 x f0
f = 1.05 x f
-30
0
-40
0
30
60
90
θ (deg)
120
Utilisation combinée d’une optimisation multifréquences et d’une configuration double coque
Amélioration globale des performances en rayonnement de la lentille
IV. Conclusions et perspectives
L’outil d’optimisation couplant le simulateur FDTD en 2D avec un algorithme génétique est validé et efficace pour l’optimisation de
forme d’antennes lentilles
Prochaine étape : Finir de valider le simulateur FDTD à symétrie de révolution, puis le coupler à un algorithme génétique et enfin
l’appliquer à la conception de lentilles
Impédance d’entrée d’antennes planaires à BIE ou à cavité
Fabry Pérot
Thai-Hung VU, Kourosh MAHDJOUBI, Anne-Claude TAROT, Sylvain COLLARDEY
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] tél. 02.23.23.50.60
Résumé
L’étude théorique sur l’impédance d’entrée d’une antenne à Bande Interdite Electromagnétique
(BIE) ou à cavité Fabry Pérot est un réel challenge du point de vue mathématique ou
électromagnétique et rarement abordée dans la littérature. Dans ce travail, nous présenterons une
méthode originale pour évaluer l’impédance d’entrée d’une source (primaire) cylindrique ou placée au
sein d’une cavité FP ou d’une structure à BIE. La méthode est basée sur la généralisation d’une
expansion d’onde plane du champ interne de la cavité à une expansion d’onde cylindrique ou
sphérique. Les formules analytiques simples et rigoureuses obtenues sont très utiles pour la conception
des antennes à BIE ou à cavité FP et pour comprendre leur phénomènes physiques.
Fig. 1.Structure typique d’une antenne à BIE
Une antenne à matériau BIE est composée généralement d’une Surface Semi Réfléchissante
(SSR), d’un plan réflecteur et d’une source primaire placée au sein de la structure (Fig.1) Cette
structure est assimilée à une cavité Fabry Pérot (FP) et l’antenne conçue a un gain très important tout
en gardant une structure très compacte, comparée avec les autres antennes directives (cornet,
parabole, lentille..). L’inconvénient principal de ce type d’antenne est que sa bande passante est très
faible (environ 0.1%÷1%).
La recherche mathématique sur l'impédance d'entrée des antennes à BIE est toujours un sujet
délicat en raison de la singularité du champ proche de la source primaire. Cependant, le champs
lointain (diagramme de rayonnement) et les propriétés générales des structures à BIE (diagramme de
dispersion, coefficients de transmission et de réflexion…) peut être étudié relativement facilement par
la méthode d'excitation en onde plane [1,2] ou par la méthode de ligne de transmission équivalente.
Dans ce travail, nous appliquerons d’abord une méthode analytique utilisant le modèle de la
source d’onde plane à l’intérieur de la cavité pour calculer l'impédance. La méthode est ensuite
généralisée pour des sources d'excitation plus réalistes (source d’onde cylindrique ou sphérique). Les
formules analytiques obtenues sont simples et rigoureuses qui serons utiles pour la conception des
antennes à BIE et donnerons une meilleure compréhension des leur fonctionnements.
Références :
[1] H. Boutayeb, K. Mahdjoubi and A.C Tarot, “Multi-layer crystals of metallic wires: Analysis of the
transmission coefficient for outside and inside excitation”, Progress In Electromagnetics Research,
PIER, 59, pp. 299-324, 2006.
[2] T.H. VU, Master thesis, IETR, University of Rennes I, France, June 2005.
[3 ] T-H.Vu, K. Mahdjoubi, A.C. Tarot, S. Collardey, “Input Impedance of Planar FP & EBG
Antennas” LAPC 2007 (Loughborough Antennas & Propagation Conference), 2-3 April 2007,
Loughborough, UK
IMPÉDANCE D’ENTRÉE D’UNE ANTENNE
PLANAIRE À B.I.E OU À CAVITÉ FABRY PÉROT
INSTITUT D’ÉLECTRONIQUE ET DE TÉLÉCOMMUNICATIONS DE RENNES
Thai-Hung VU, Kourosh MAHDJOUBI, Sylvain COLLARDEY, Anne-Claude TAROT
IETR, UMR CNRS 6164, Université de Rennes 1, Campus de Beaulieu, 35042 Rennes Cedex
(thai-hung.vu, mahdjoubi)@univ-rennes1.fr
Objectifs
Motivation
• Chercher une méthode analytique permettant de calculer l’impédance d’entrée des antennes à
BIE planaires.
• Utilisation de la méthode d’onde plane (ou méthode de ligne de transmission) pour obtenir le
diagramme de rayonnement des antennes à cavité planaires,
• Généralisation pour l’onde cylindrique et sphérique.
• Application de cette approche pour calculer :
- Champ proche à l’intérieur de structure à BIE Impédance d’entrée
- Champ lointain à l’extérieur
Diagramme de Rayonnement
• Etude des Antennes à Bande Interdite Electromagnetique (B.I.E)
⇒ Antennes directives compactes
⇒ Caractéristiques de rayonnement connues et faciles à obtenir.
⇒ Impédance d'entrée obtenue seulement par des simulations numériques
parfois assez lourdes en terme de mémoire et de temps de calcul.
I – Réponse en onde cylindrique d’une structure planaire multicouche
t = 50 ps
t = 150 ps
t = 100 ps
SSR
SSR
t = 200 ps
Onde transmise
t = 250 ps
Image
SSR
Image
SSR
Source
SSR
Source
source
1
image / SSR1
SSR2
Source
Onde incidente Ondes transmise et
réfléchie
arrivant sur la SSR
centrées resp. sur
source et image
Ondes
transmise et
réfléchie sont
cylindriques
Fig. 1 : Réponse en onde cylindrique d’une SSR (Méthode FDTD)
0
H ≈ H ( 2 ) ( kr )
D2
Onde réfléchie
Onde incidente Onde incidente
(cylindrique)
(cylindrique)
H0(2)
H0(2)
E ≈ H ( 2 ) ( kr )
SSR1
D1
D
H0(2) & H1(2) = Fonctions
d’Hankel de deuxième espèce
D1
D
Fig. 2 : Cavité Fabry-Pérot (FP) composée de
deux Surface Semi Réfléchissante (SSR).
source
SSR1
D2
SSR2
Structures à BIE planaires sont
composées en général de plusieurs
couches de SSR et sont considérées
comme une structure à cavité couplée
image / SSR2
La simulation électromagnétique confirme que :
L’onde transmise est aussi cylindrique : son centre est le même que celui de la source primaire.
Fig. 3 : Onde cylindrique à l'intérieur d'une
cavité de Fabry Pérot et ses premières
réflexions sur les miroirs (SSRs) de cette
cavité
L’onde réfléchie est aussi cylindrique : le centre est l’image de la source primaire par rapport à la SSR.
60
II – Source d’onde cylindrique : Impédance d’entrée
Antenne à BIE (développement en onde cylindrique)
Champs proches à l’intérieur de la cavité : Superposition des images
Antenne à BIE (Simulation FDTD)
Impédance d’entrée (ohm)
E total (0+ ) = E(0+ ) + r1 E(2D1 ) + r2 E(2D2 ) + 2r1r2 E(2D) + r1 (r1r2 )E(2D1 + 2D) + ...
Impédance au point de la source
+
+
E (0 ) ∫ dl
V total − ∫ E (0 ) dl
E total (0 + ) ∆l
Z = total =
≅ − Source primaire +
≅ − Source primaire + ≅ Z Source primaire + Z cavité
total
+
I
I
(0 )
H
(
0
)
dc
H
(
0
)
dc
∫
∫
− ∆z
Z cavité = Sourceprimaire + [r1E(2D1 ) + r2 E(2D2 ) + 2r1r2 E(2D) + r1 (r1r2 )E(2D1 + 2D) + r2 (r1r2 )E(2D2 + 2D) + ....]
I
(0 )
total
total
A1
SSR1
FP
in
10
0
D2
2
4
6
8
10
12
F (GHz)
SSR2
0
Formule Analytique
Simulation FDTD
B1
-10
-20
B2
r1 et r2 sont respectivement les coefficients de réflexion de SSR1 et SSR2.
dB
III- Diagramme de Rayonnement
∞
∞


T (θ ) = t1 1 + ∑ (r1r2 )n exp(− 2 jknD cos(θ ) ) + ∑ r2 (r1r2 )n exp(− 2 jknD cos(θ ) − 2 jkD2 cos(θ ) )
n =1
 n=1

t (1 + r2 exp(−2 jkD2 cos(θ )))
= 1
1 − r1r2 exp(−2 jkD cos(θ ))
B3
-80
0


kr
0
1
1 2
∞
∞

E kr ( 2 D1 + 2 nD ) + r2 ∑ ( r1 r2 ) n E kr ( 2 D 2 + 2 nD ) + 2 ∑ ( r1 r2 ) n E kr ( 2 nD ) 
n=0
n =1

[1 + jkr + ( jkr ) ] exp(− jkr )
20
40
60
80
Analytique
FDTD
-2000
Analytique
-3000
-4000
Partie réelle
20
Partie imaginaire
-5000
-6000
15
-7000
2
10
-8000
r3
Diagramme de rayonnement
0
θ (°)
30
ohm
n
-20
0
25
∑ (r r )
n=0
η Il
(1 + jkr − k 2 r 2 )e − jkr sin θ
k 4πr 3
-40
-1000
FDTD
35
Eθ = − j
-60
Impédance d’entrée
40
ohm
η Il
(1 + jkr )e − jkr cosθ
k 2πr 3
Il
Hφ =
(1 + jkr )e − jkr sin θ
4πr 2
∞
η (1 − jkr 0 ) jkr 
Z = K'
e
E (r ) + r
Simulation FDTD : La dimension de la cavité est finie (L = 1 m)
Méthode analytique : La dimension de la cavité est infinie
F = 2.95 GHz
-50
-60
Champ électromagnétique crée par un dipôle court
Er = − j
-30
-40
IV– Source d’onde sphérique : Impédance d’entrée
E kr =
Re (Z)
Source de
courant
infini
20
0
source
∞
∞
jη  ∞

n
n
n
Zcavité= K' (2) + rc1∑(rc1rc2 ) H0(2) (2k(D1 +nD))+r2∑(r1r2 ) H0(2) (2k(D2 +nD))+2∑(rc1rc2 ) H0(2) (2knD)
H1 (0 )  n=0
n=0
n=1

Avec
30
1
0
jk
40
D1
D
Champs crées par une source d’onde cylindrique
H ≈ H ( 2) (kr )
E ≈ H ( 2) (kr )
6π
Im (Z)
50
A2
5
T (θ ) =
t1 (1 + r2 exp(−2 jkD2 cos(θ )))
1 − r1r2 exp(−2 jkD cos(θ ))
0
-9000
0
5
10
15
FREQUENCE( GHz)
20
25
-10000
0
5
10
15
FREQUENCE( GHz)
Conclusion & Perspectives
• Méthode analytique simple et originale pour calculer les caractéristiques des antennes à B.I.E. : impédance d'entrée et diagramme de rayonnement.
• Très bonne concordance entre les résultats numériques (FDTD) et analytiques avec des modèles d’ondes cylindrique (source de courant infini) et
sphérique (dipôle court).
• Méthode généralisée aux sources arbitraires.
20
25
Surface Semi Réfléchissante (SSR) Combinée & Conception des Antennes BIE
à bande élargie
Thai-Hung VU, Kourosh MAHDJOUBI, Anne-Claude TAROT, Sylvain COLLARDEY
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] tél. 02.23.23.50.60
Résumé
Une nouvelle surface semi réfléchissante « combinée » a été étudiée analytiquement. Ce type de
surface nous permet d’élargir la bande passante d’une antenne BIE classique. Une méthode
d’évaluation de la bande passante de l’antenne à cavité, basée sur l’impédance d’entrée d’une source
d’onde plane placée au sein de la structure, est aussi présentée.
Fig. 1 Antenne à matériau B.I.E
Une antenne à matériau BIE est composée généralement d’une Surface Semi Réfléchissante
(SSR), d’un plan réflecteur et d’une source primaire placée au sein de la structure (Fig. 1). Cette
structure est assimilée à une cavité Fabry Pérot (FP) et l’antenne conçue a un gain très important tout
en gardant une structure très compacte, comparée avec les autres antennes directives (cornet,
parabole..). L’inconvénient principal de ce type d’antenne est que sa bande passante est très faible
(environ 0.1%÷1%). Nous proposons ici une nouvelle SSR basée sur une combinaison de deux SSRs
qui nous permet d’inverser le profil de la phase de la SSR et ensuite d’élargir la bande passante de
l’antenne à cavité. L’élargissement de la bande passante a été vérifié analytiquement sur le diagramme
de rayonnement. Par ailleurs, une méthode analytique simple, basée sur l’impédance d’onde plane à
l’intérieur de la cavité, est développée pour évaluer la bande passante de l’antenne à cavité.
Cette conception peut être facilement généralisée au traitement des antennes à BIE multicouche en
utilisant une méthode récursive simple [1].Nous travaillons actuellement à l'application de plus de
deux SSR sur la combinaison des deux techniques pour élargir la bande et également sur l'optimisation
des paramètres des SSRs pour atteindre l'amélioration maximum la bande passante ou pour atteindre
objectifs multicritères (largeur de bande, largeur de faisceau, etc.).
Références :
[1] H. Boutayeb, K. Mahdjoubi and A.C Tarot, “Multi-layer crystals of metallic wires: Analysis of the
transmission coefficient for outside and inside excitation”, Progress In Electromagnetics Research,
PIER, 59, pp. 299-324, 2006.
[2] T.H. VU, Master thesis, IETR, University of Rennes I, France, June 2005.
[3] T-H.Vu, K. Mahdjoubi, A.C. Tarot, S. Collardey, “Bandwidth enlargement of planar EBG
antennas” LAPC 2007 (Loughborough Antennas & Propagation Conference), 2-3 April 2007.
BANDWIDTH ENLARGEMENT OF PLANAR
EBG ANTENNAS
Thai-Hung VU, Anne-Claude TAROT, Kouroch MAHDJOUBI, Sylvain COLLARDEY
IETR, UMR CNRS 6164, University of Rennes 1, Campus Beaulieu, 35042 Rennes Cedex, FRANCE
[email protected], [email protected], [email protected]
Objectives
Introduction
I I– -Introduction
EBG Antennas, usually composed of :
• An EBG Material
• A primary source
• A Reflector plane
Improve the bandwidth of the Fabry Perot (FP) /
Electronic Band Gap (EBG) antenna by using a
“combined” Partially Reflection Surface (PRS) :
t1
x
Radiation pattern
Oz
Oy
- Operating principle : multiple reflections inside the cavity
- The electromagnetic field is spread out on the PRS surface with nearly the
same amplitudes and phases, which allows to obtain a high directivity
III – EBG Antennas Bandwidth
t1r1 r2
1r2
Primary
source
x
Ox
II – Analytical Model
r2
y
PRS
Characteristics:
• High directive beam
• Compact, low profile
• Light in weight
• Narrow bandwidth
Introduce a simple method for evaluating the
functional bandwidth of the EBG antennas
Cartography of
the electrical
field
z
t1
Why it usually has a very narrow bandwidth ?
PRS1 (r1 ; t1)
θ
D
Angle α has an important impact on the functional bandwidth
D2
PRS2 (r2 ; t2)
ϕ r 1 + ϕ r 2 = 2 kD
Resonance condition
D1
For conventional EBG Antennas, α is large → Narrow bandwidth
Transmitted wave ( ⇒ Radiation pattern)
Outgoing plane wave superposition:
Radiation pattern at f0,f1,f2
φ(f) = φr1+φr2
t .[1 + r2 exp( − 2 jkD 2 cos( θ )) ]
(θ ) = 1
1 − r1 r2 exp( − 2 jkD cos( θ ))
90
dφ02
α
15
120
60
dφ01
10
150
30
F(f)=2kD
Maximal Directivity (resonance condition)
5
freq
ϕ r 1 + ϕ r 2 = 2 kD
f1
f0
Decimal
T EBG
Phase
180
f2
IV– Methods for enlarging the bandwidth of the EBG Antennas
Methods for enlarging the bandwidth
Use of an AMC (Artificial
Magnetic Conductor) [1]
Replacement of the single PRS (PRS1) by a
combination of two PRSs (PRS1a and PRS1b)
Use of a material with
« phase inversion » [2]
Combined PRS
Reflection coefficient :
R = r '1 +
PRS1b (r’’1 ; t’’1)
d
Phase
Φ (f)=φr1+φr2
Φ (f)=φr1+φr2
= r '1 + r12
PRS1a (r’1 ; t’1)
F(f)=2kD
Phase
Incident plane wave
R
If |r’1|>|r’’1|, the phase of R follows in general that of r’1 except at the resonance
frequency, where |r12| becomes comparable to |r’1|. With a good choice of the
two PRSs, It’s possible to inverse the slope of the phase of R around this frequency.
Example
F(f)=2kD
1
0.4
175
0.35
Magnitude of R
[2] H. P. Feresidis, J. C. Vardaxoglou,
“A broadband high-gain resonant
cavity antenna with single feed”, Pro.
‘EuroCAP 2006’, Nice, France
November 2006
(PRS1a: a/Pt=20%, Pt=10mm, PRS1b :
a/Pt=5%, Pt=20mm, a: strip width, Pt:
period of strip)
170
Phase of R
2.2
2.4
2.6
2.8
Frequency (GHz)
3
0.8
0.6
0.4
0.2
0
0.2
On the left: r’1 (solid-curve), R (dashed-curve). On the right:
r12 (solid-curve) of the combined PRS in polar coordinate
7000
Ohm
Combined PRS
6000
Conventional PRS
•Conventional Antenna
5000
• Antenna with combined PRS
4000
( with the same reflectivity)
3000
PRS1a (r’1 ; t’1)
PRS1b (r"1 ; t"1)
2000
PRS1b (r"1 ; t"1)D1
PRS2 = PEC
abs(T) at f =2.3055GHz
abs(T) at f
abs(T) at f =2.3445GHz
1
1
5
8
combined PRS
classical PRS
res
2.1
2.2
6
5
5
3.5
2.5
2.6
2.7
2.8
abs(T) at f =2.4225GHz
2
8
combined PRS
classical PRS
7
6
5
2.5
4
4
4
2
3
3
3
1.5
2
2
1
1
0.5
0
-100
2.4
f(GHz)
9
combined PRS
classical PRS
7
6
2.3
=2.3834GHz
8
combined PRS
classical PRS
7
4
3
more bandwidth
1000
PRS2 = PEC
4.5
• EBG antenna with a combined PRS
1
165
3.4
3.2
02
• Conventional EBG Antenna
0
-0.1
2
EBG Antenna with a
combined PRS
Conventional EBG Antenna
 (1 − r1 exp(−2 jkD1 ) ) (1 − r2 exp(−2 jkD2 ) )  1
+

=
 (1 + r1 exp(−2 jkD1 ) ) (1 + r2 exp(−2 jkD2 ) )  Z
Effects on the radiation pattern
resonance
frequency
0.1
0.05
Magnitude & phase of a combined PRS
By using the same analytical model, the plane wave
admittance at the plane of the source (plane wave)
can be calculated as:
1
377
0.2
0.15
-0.05
0.8
Effects on the plane wave impedance
Y=
0.3
0.9
angle(R)
Phase (degree)
[1] A. Ourir, A. de Lustrac, and JeanMichel Lourtioz, “All-metamaterialbased subwavelength cavities (λ/60)
for ultrathin directive antennas”,
Applied Physic Letters, No 88,
084103, 2006
Combined surface PRS1 made by two
PRS constituted of metallic strips
f
Magnitude
fres
0.25
abs(R)
f
t '12 r"1 exp(−2 jkd )
1 − r '1 r"1 exp(−2 jkd )
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
theta(degree)
(a) F= 2,305 GHz
Conclusions
• Bandwidth enlargement of EBG antennas with the use of combined PRSs
• Development of an analytical formulas for studying the combined PRSs
100
0
-100
2
1
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
100
theta(degree)
(b) F= 2,344 GHz
0
-100
1
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
theta(degree)
(c) Fres= 2,383 GHz
80
100
0
-100
-80
-60
-40
-20
Perspectives
•Combination the two methods the bandwidth enlargement
•Combined PRS with more than two PRS
Loughborough Antenna & Propagation Conference (LAPC), 2-3 Avril 2007
0
20
40
60
80
100
theta(degree)
(d) F= 2,422 GHz
Phase
Φ (f)=φr1+φr2
F(f)=2kD
fres
freq
Conception de matériaux magnétiques artificiels ou naturels pour la miniaturisation d’antennes
et ses dispositifs associés
W. ABDOUNI
IETR / Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] 02 23 23 68 03
On s’intéresse aux antennes imprimées de type « Patch ». Une des solutions pour réduire la taille de
ces antennes est de charger le volume sous l’élément rayonnant avec un matériau de forte permittivité.
Malheureusement, cette solution entraîne une dégradation des performances de l’antenne,
principalement au niveau de la bande passante (BP). L’autre solution est d’utiliser des
matériaux possédant une perméabilité élevée.
Nous proposons ici deux types de « nouveaux matériaux » :
1) Les matériaux magnéto-diélectrique artificiels de type « métamatériaux ».
2) Les matériaux combinant les avantages des diélectriques artificiels (fils métalliques) et des
matériaux magnétiques naturels de type « ferrite ».
I. Les matériaux magnéto-diélectriques artificiels de type « métamatériaux »
Les substrats magnéto-diélectrique artificiels
Substrat
de type « métamatériaux » n’existent pas dans
diélectrique
la nature. Ils sont généralement fabriqués
artificiellement en intégrant des résonateurs
métalliques fendus de type « SRR » (Split Ring
Resonators) de façon périodique dans un
substrat diélectrique (voir figure 1). Les SRR
ont été présentés par J.B. Pendry et employés
SRR
par D.R. Smith pour fabriquer le premier
métamateriau « gaucher ».
Figure 1 : substrat magnéto-diélectrique
Les SRR donnent des propriétés magnétiques
artificiel
(donc une perméabilité importante) au substrat
dans une bande de fréquence étroite inférieure
à la fréquence de résonance du SRR.
II. Les matériaux en combinant les avantages des diélectriques artificiels (fils métalliques) et des
matériaux magnétiques naturels de type « ferrite ».
Contrairement aux matériaux magnétiques
z
artificiels, les matériaux magnétiques naturels
nous fournissent des valeurs élevées de
y
x
perméabilité
mais
aussi
des
fortes
permittivités. Cette forte permittivité entraîne
une dégradation des performances de
H0
l’antenne. Pour diminuer cette valeur, la
solution est d’intégrer des fils métalliques dans
le matériau magnétique naturel (ferrite) de
k
manière périodique (figure 2) en choisissant
Fil
convenablement la valeur de la fréquence
Figure 2 : matériau magnétique + tiges
plasma fp.
métallique
Conclusion :
Les substrats magnétiques (artificiels ou naturels) permettent de réduire la taille des antennes
imprimées sans dégrader ses performances grâce à la forte perméabilité. Les substrats magnétiques
naturels offrent une meilleure réduction de taille grâce à leur perméabilité supérieure à celle des
milieux artificiels.
Etude d’antennes larges bandes. Applications à la DVB-H
Mohamed ABDALLAH
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected]
Tel : 02 23 23 65 72
I. Introduction :
Avec le développement de la télévision
numérique terrestre, de nouveaux services sont
proposés aux abonnés. Ils consistent en
particulier à offrir la possibilité de visualiser une
émission de télévision sur un récepteur
multimédia mobile.
Ce type d’application ne peut être efficace en
milieu urbain que si l’on est capable de recevoir
des signaux issus du même émetteur ayant des
caractéristiques de polarisation, d’amplitude et
de phase différentes consécutivement aux
réflexions subies sur les multiples trajets. La
réception de ces différents signaux permet par
traitement numérique d’optimiser le rapport
signal/bruit et par voie de conséquence la qualité
globale de la réception. Pour accéder à cette
qualité de réception, il convient donc de
rechercher des antennes large bande (une octave
environ pour coïncider avec les bandes utilisées
en TNT), de taille réduite (intégration dans un
système portable).
II. Conception d’une antenne accordable en fréquence sur une large bande
Ce travail s’inscrit dans le projet Mobim@ge du pôle de compétitivité Image et Réseaux. Il est réalisé en
collaboration avec 17 partenaires industriels et académiques.
Dans le cadre de ce projet, nous avons conçu une
antenne microruban, accordable en fréquence sur
toute la bande DVB-H (407-702MHz), de taille
très réduite par rapport à la longueur d’onde
(maximum 25*25*10mm³). L’accord en
fréquence de l’antenne est réalisé en réglant la
tension de polarisation des diodes varactors.
Nous présentons ci-contre les coefficients de
réflexion mesurés de notre antenne pour
différentes valeurs de la tension de polarisation de
la diode.
III. Perspectives :
La suite du travail de thèse sera consacrée au développement d’antenne de taille réduite (25*25*10 mm3)
en y associant la diversité de polarisation ou même l’agilité en diagramme.
Etude du stress potentiellement induit par les ondes millimétriques
Christophe Nicolas Nicolaz
Groupe Antennes et Hyperfréquences, IETR UMR 6164
Equipe Homéostasie Intracellulaire des Protéines (HIP), UMR CNRS 6026
[email protected]
02 23 23 51 29
Les systèmes de communications sans fil se sont considérablement développés durant la dernière
décennie. En raison de la saturation de la partie basse du spectre micro-ondes et des besoins croissants
en transmission haut débit (vidéo, contenus multimédia, etc.), les fréquences de fonctionnement des
systèmes émergents à usage professionnel ou grand public se décalent progressivement vers les
fréquences millimétriques. Celles situées au voisinage de 60 GHz (bande 57-64 GHz) sont
parfaitement adaptées aux communications très haut débit à courte portée (WLANs, WPANs).
Cependant, les rayonnements autour de 60 GHz sont absents du spectre naturel et les organismes
vivants n’y ont encore jamais été exposés dans les conditions environnementales. C’est pourquoi, les
expositions induites par ces nouveaux systèmes de communication pourraient avoir des conséquences
imprévues sur la population. La connaissance de l’impact potentiel des ondes millimétriques de faible
puissance sur la santé est de la plus haute importance. Si de nombreuses études sont consacrées aux
fréquences plus basses (téléphonie mobile GSM et UMTS, WiFi), extrêmement peu de données sont
actuellement disponibles sur les effets biologiques des ondes millimétriques.
L’objectif de cette thèse consiste à étudier les effets biologiques potentiels (effets non thermiques) au
niveau cellulaire (études in vitro). Pour cela, une analyse des modifications potentielles de
l’expression génétique induites par l’exposition aux fréquences millimétriques de cultures de cellules
gliales du cerveau humain et/ou de cellules épidermiques a été réalisée. L’accent a été mis sur l’étude
de protéines de stress impliquées dans le stress du réticulum endoplasmique (RE). Les protéines de
stress du RE, dont le pouvoir anti-apoptotique est puissant, sont induites par des stress
environnementaux variés et sont impliquées dans de nombreuses maladies. Le RE est un compartiment
cellulaire vulnérable à plusieurs perturbations : flux ionique, modifications de membrane, variations de
pression locale en oxygène ou déséquilibres redox ; autant de paramètres potentiellement influencés
par les ondes millimétriques.
Par ailleurs, une étude portant sur les effets synergiques possibles entre ondes millimétriques et stress
cellulaire au niveau de l’homéostasie cellulaire a été menée. Les ondes seules peuvent n’avoir que très
peu d’impact au niveau de la cellule mais il pourrait cependant exister une possibilité d’interférences
avec des systèmes de réponse au stress. Cette interférence pourrait correspondre à une inhibition ou à
une accentuation du stress. Pour cela, des études d’expositions aux ondes de cellules stimulées
chimiquement ont été menées afin de mettre en évidence une synergie potentielle.
Conception d’un système antennaire large bande à double polarisation pour applications
d’interception et de brouillage dans la bande VUHF (30 MHz – 3 GHz)
S. Palud
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected]
02-23-23-67-31
L’objectif principal de la thèse consiste à étudier et développer une ou plusieurs antennes d’émissionréception, large bande, omnidirectionnelles et à double polarisation, destinées à équiper un système de
communications dédié à intercepter et brouiller tous types de signaux radioélectriques présents dans le
spectre VUHF (30 MHz - 3 GHz).
Un intérêt particulier sera porté sur l’aspect miniaturisation des éléments rayonnants afin d’obtenir le
meilleur compromis en termes d’efficacité et de compacité. Le choix de la technologie de conception
des antennes sera effectué de manière à optimiser les performances radioélectriques ainsi que le coût
de fabrication et d’intégration.
Cette thèse se déroule en collaboration avec l’industriel THALES et est financée par la DGA.
METHODES DE CARACTERISATION ET DE VALIDATION DES PERFORMANCES DES
SYSTEMES RADIOFREQUENCES EMBARQUES SUR VEHICULE PAR LES
TECHNIQUES CHAMP PROCHE
L. Le Danvic
Groupe Antennes & Hyperfréquences
[email protected] – (+33)176832162.
Le monde automobile connaît depuis une quinzaine d'année une véritable révolution en matière
d'électronique embarquée, qui constitue désormais 25% du prix de vente d'une voiture haut de gamme.
Cette évolution permet aujourd'hui au client de disposer d'une multitude de fonctions relatives à la
sécurité, l’assistance à la conduite, la consommation et la vie à bord. En ce sens, le nombre des
systèmes radiofréquences (RF) embarqués sur véhicule est en constante augmentation. Sans être
exhaustif, citons les systèmes RF tels que le SSPP (Système de Surveillance de Pression des
Pneumatiques), le VSC (Véhicule Sans Clé), les prestations Multimédia avec les systèmes de
navigation par GPS, la communication avec les accessoires par liaison radio Bluetooth et les systèmes
radar anti-collision.
Les véhicules d'aujourd'hui constituent des environnements électromagnétiques très complexes
lorsqu'il faut faire cohabiter l'ensemble des calculateurs, des sous systèmes RF, des réseaux de
câblages et autres éléments de sécurité. Selon cette tendance, les antennes sont soumises à des
contraintes d’intégration de plus en plus drastiques (miniaturisation de l’élément rayonnant, antennes
discrètes, systèmes multifonctions, techniques de diversité…). L’intégration des dispositifs rayonnants
dans un véhicule en terme d’optimisation des performances nécessite donc des approches innovantes.
Jusqu’à présent, les moyens consacrés à la validation de ces dispositifs sont peu développés, si ce n’est
pour évaluer les performances des équipements radiofréquences sur table. Dans ce contexte, le concept
de mesure en base champ proche multi capteurs [1] constitue une innovation remarquable. En effet,
c’est un moyen de mesure rapide qui permet d’évaluer la performance globale de l’élément rayonnant
placé en condition d’utilisation réelle sur véhicule.
Ces travaux de thèse coïncident donc avec la mise en place, au sein de RENAULT, d’un moyen
d’essai spécifique de mesure d’antennes sur véhicule basé sur les techniques champ proche sphérique
[2]. En ce sens, les travaux de recherche visent à développer des processus de tests en champ proche
pour les dispositifs de radiocommunication actuels (Radio FM, TV-TNT, GSM, …) et futurs (DSRC,
Wimax,…). Les performances intrinsèques du moyen d’essai doivent être évaluées à l’aide de plans
d’expériences rigoureux, exigeant notamment une interprétation solide du rayonnement en champ
proche. La mise au point des procédures de mesure et l’interprétation des résultats d’essais notamment
en terme de délimitation des sources de rayonnement figurent parmi les premiers résultats essentiels.
Un des objectifs majeurs est également d’étendre l’utilisation des techniques de mesure champ proche,
à la prise en compte des conditions de propagation sur route ouverte. Une normalisation des conditions
de test représentatives de milieux réalistes permettra d’objectiver le processus de validation de la
prestation sous test.
Références :
[1] J-C Bolomey, F.E Gardiol, Engineering applications of the Modulated Scatterer Technique, Artech
House, 2001.
[2] J. E. Hansen, Spherical Near-Field Antenna Measurements, P. Peregrinus Ltd, 1988.