Design et optimisation d`un amplificateur faible bruit (LNA, Low

CAO – TP RF – LNA
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Design et optimisation d’un amplificateur faible bruit (LNA, Low
Noise Amplifier).
On trouve des LNA en tête des étages de réception RF. Leur rôle est d’amplifier le signal reçu
tout en ajoutant le minimum de bruit. La formule de Friis vue en cours illustre ces contraintes.
I – Cahier des charges.
Le cahier des charges est fixé sur l’exemple présenté en cours :
NF = 2 dB
IIP3 = -10 dBm
Facteur de réflexion d’E/S : -15 dB
Gain = 15 dB
Zin = 50 Ω
Isolation inverse > 20 dB
Facteur de stabilité > 1
à l’exception de l’impédance de charge qui devra être adaptée à 500 Ω.
Le LNA devra fonctionner pour une bande de fréquence étroite autour de 2,4 GHz.
II – Architecture du LNA.
Parmi toutes les architectures de LNA proposées dans la littérature scientifique, l’on choisi
dans le cadre de ce TP, celle reposant sur un étage amplificateur mono transistor source
commune avec une inductance de dégénérescence de source Ls (détails dans [LEE] et [http]).
iout
Mn1
Zin
Ls
Montage source commune dégénéré par une inductance.
II.1. À partir de la figure précédente exprimer Zin l’impédance d’entrée du montage. Expliquer
en quoi ce montage permet de réaliser une adaptation en impédance à 50 Ω conjointement
avec de très bonnes performances en bruit.
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II.2. Montrer qu’il est nécessaire d’ajouter une résistance de grille Lg (cf. figure ci-dessous),
pour pouvoir fixer précisément la fréquence de résonance en entrée.
Lg
Mn1
Ls
Réglage de la résonance en entrée.
II.3. Calculer la transconductance globale à la résonance Gm = iout / vin. L’étage précédant le
LNA est représenté par une source de tension vin en série avec sa résistance interne RS (cf.
figure suivante).
iout
RS
Lg
Mn1
vin
Ls
Calcul de la transconductance globale à la résonance.
Commentaire.
III – Montage d’étude.
La figure suivante présente le montage d’étude. Le transistor Mn2 monté en cascode est
ajouté afin de limiter les effets de la charge sur les calculs précédents qui ont été menés de
façon approchée (il permet également de renforcer l’isolation inverse, cf. cours). On choisira
Mn2 identique à Mn1. La charge est constituée d’une inductance L0 en parallèle avec une
résistance R0. La capacité idéale C0 fixée à 500 fF modélise la capacité totale apportée par
l’étage suivant.
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VDD
L0
R0
out
Mn2
C0
Lg
in
Mn1
Ls
Architecture LNA.
IV – Dimensionnement et polarisation.
L’une des grandes difficultés du design des LNA résulte dans le choix du compromis entre les
performances en consommation de puissance et en bruit (elles sont contradictoires).
L’optimum en termes de bruit est obtenu pour un courant de polarisation de Mn1 de l’ordre de
plusieurs dizaines de mA, ce qui est inacceptable pour les applications mobiles.
[LEE] propose la formule d’optimisation du bruit sous contrainte de puissance suivante :
Wopt P = 3.ω .L.C1 ox . RS
que nous utiliserons. On donne Cox = 4,5 fF/µm2 pour la technologie utilisée.
Le choix du courant de polarisation est fait de façon à obtenir un fT plusieurs fois supérieur à
la fréquence de travail du LNA.
La figure suivante donne le montage d’étude incluant la polarisation et deux capacités de
découplage (10 nF).
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VDD
VDD
Ipol
L0
Mnpol
R0
10 nF
RF_out
3 kΩ
Mn2
10 nF
RF_in
C0
Lg
Mn1
Ls
Montage d’étude.
Choisir la polarisation et un premier dimensionnement des éléments du montage.
Une simulation DC permettra de vérifier le point de fonctionnement et de relever les
paramètres petits signaux de Mn1.
V – Simulations avec Spectre RF.
Les simulations RF requièrent l’utilisation de composants particuliers les ports (situés dans la
bibliothèque analoglib). Nous utiliserons plus précisément des psin (ce sont des sources
sinusoïdales résistives).
Placer en entrée une psin, fixer son impédance à 50 Ω, lui donner le numéro 1 (port number).
Une psin permet de générer simultanément plusieurs sinusoïdes, dans l’immédiat une seule
suffit, l’appeler frf1 (frequency name), et utiliser les variables frf et prf pour fixer la fréquence
et l’amplitude du sinus (frequency et amplitude (dBm)).
Placer en sortie une psin d’impédance 500 Ω et de numéro 2.
Fixer les variables frf à 2,4 GHz et prf à -20 dBm.
Lancer l’environnement de simulation analogique.
Sélectionner ( Analog Environment ) → Setup → Environment
et dans le champ Analysis order entrer "dc pss pac pnoise" (ce réglage est nécessaire pour
assurer un bon déroulement des analyses RF).
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Analyse des paramètres S (S parameter analysis).
Cette analyse permet de déterminer le gain petits signaux, la figure de bruit, la qualité des
adaptations d’impédance, les critères de stabilité, et, bien sûr, les paramètres S.
( Analog Environment ) → Analysis → Choose
•
La fenêtre de sélection des analyses s’ouvre, choisir l’analyse en paramètre S en
cochant sp.
•
Dans le champ Ports cliquer sur select et choisir les ports d’entrée et de sortie sur la
vue schematic. Les noms sont complétés automatiquement.
•
Dans le champ Sweep Variable choisir la fréquence (frequency).
•
Sweep Range 1G à 5G.
•
Sweep Type Automatic.
•
Do noise Yes.
•
Cliquer OK.
Sélectionner les ports de sortie et d’entrée.
Lancer la simulation :
( Analog Environment ) → Simulation → Netlist and Run.
Les résultats de simulation sont obtenus directement par :
( Analog Environment ) → Results → Direct Plot → Main Form
Dans le menu Function vous pouvez visualiser :
-
les paramètres S par SP,
-
la figure de bruit par NF et NFmin,
-
les facteurs de stabilité par Kf et B1f (facteur de stabilité de Kern et ∆),
-
les impédances par ZP.
Exploiter ces résultats pour optimiser votre design.
Fin de la première séance.
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Annexe – Modèles RF de la technologie AMS CMOS C35 (0,35µm).
Modèles transistors MOS.
La validité des modèles des MOS de la librairie PRIMLIB est limitée en fréquence ; au-delà
de plusieurs centaines de MHz il est nécessaire de recourir aux modèles RF afin d’avoir des
résultats de simulation corrects.
AMS fournit deux modèles de MOS : modnrf et modprf dans la librairie PRIMLIBRF
(respectivement NMOS et PMOS). Ces modèles sont valides jusqu’à une fréquence de
6 GHz.
Les MOS caractérisés en RF l’ont été pour la longueur de grille minimale : Lmin = 0,35 µm, il
n’est donc pas possible de réaliser de simulation RF pour une longueur de grille différente (le
champ correspondant n’est pas éditable dans la fiche de propriété de transistors).
La largeur de grille est limitée pour les NMOS et PMOS : WNMOS
max
= 200 µm et
WPMOS max = 150 µm. Les MOS utilisés en RF sont, de plus, dessinés en configuration repliées
(multifingers transistors) avec une longueur de grille standardisée à 5 ou 10 µm (cela permet
de réduire la résistance d’accès à la grille, cf. TP layout, et donc le bruit thermique qui y est
associé).
La figure suivante donne la fréquence de transition fT d’un NMOS en fonction de IDS/W.
10-4
10-3
30
30
28
28
26
26
fT (GHz)
24
24
VDS=3 V
22
22
20
20
18
18
16
16
W=90 µm
ng=18
14
14
L=0,35 µm
VDS=1,5 V
12
10-5
10-4
10-3
Ids/W (A/µm)
Avec une polarisation adéquate il est possible d’atteindre un fT de 28 GHz pour un NMOS tel
que vDS=3V (15GHz pour les PMOS).
Modèle RF résistances en poly2.
PRIMLIBRF contient également le modèle RF des résistances réalisées en poly2 : poly2rf.
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Il est valide du régime continu jusqu’à 6 GHz pour des valeurs de résistance de 450 Ω à 5 kΩ.
Le port noté REF doit être connecté à la masse.
Les modèles RF de capacités et d’inductances ne seront pas utilisés dans le cadre de ce TP.
Bibliographie.
[LEE] : "The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits", Thomas H. LEE.
[RAZ] : "RF Microelectronics", Behzad RAZAVI.
[http] La page de la Linköping Universitet :
http://www.ek.isy.liu.se/new/courses/tsek26/
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