ACCORDEUR DE GUITARE AUTOMATIQUE I Mise en situation II

BAC STI Génie Électronique
Système technique : « Accordeur de guitare »
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Etude de FS3.2 « Comparateur à seuils »
ACCORDEUR DE GUITARE AUTOMATIQUE
I Mise en situation
Un accordeur dit « automatique » permet d’agir sur la tension de la corde de la
guitare afin d’obtenir la note correcte de la corde.
Ce modèle est munis d’un moteur qui ajuste la tension mécanique des cordes de la
guitare.
Exemple : Pour ce modèle, l’embout est placé sur une des clés de la guitare.
II Analyse fonctionnelle
II.1 Fonction d’usage
Après sélection par le musicien d’une corde, l’accordeur mesure la « hauteur » de la
note et tourne automatiquement la « clé » jusqu’à obtenir la note désirée.
L’accordeur informe le musicien lorsque la note est juste par des signaux sonores et
visuels.
La matière d’œuvre est informationnelle et énergétique.
II.2 Schéma fonctionnel de niveau 2
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Etude de FS3.2 « Comparateur à seuils »
II.3 Schéma fonctionnel de degré1
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II.4 Description des fonctions principales
II.4.1 Description de FP1 « Préamplification sélective »
Rôle :
Amplifie le signal électrique issu des micros de la guitare. Le signal d’entrée étant de
très faible amplitude, FP1 « Préamplification sélective » doit veiller à ne pas amplifier le
bruit environnent.
Pour cela l’amplification sera sélective et ce premier étage devra avoir une
amplification modérée.
Entrée :
Vg : signal électrique analogique de faible amplitude image des vibrations d’une corde de
la guitare.
Sortie :
Vga : signal électrique analogique amplifié et filtré image des vibrations d’une corde de la
guitare.
II.4.2 Description de FP2 « Filtrage sélectif »
Rôle :
Cette fonction permet de produire un signal sinusoïdal dont la fréquence représente la
note jouée.
Le son de la guitare est complexe, il est composé d’un fondamental et d’harmoniques.
Cette fonction supprime les harmoniques.
Entrée :
Vga : signal électrique complexe représentant le son de la guitare.
Sortie :
Vf : différence de potentiel sinusoïdale de valeur moyenne non nulle dont la fréquence
dépend de la note jouée.
Numéro de la note jouée
MI (note la plus grave)
LA
RE
SOL
SI
MI (note la plus aigu)
Fréquence théorique de Vf (Hz)
88,41
110
146,83
196
246,94
329,63
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II.4.3 Description de FP3 « Mise en forme »
Rôle :
Permet de convertir le signal sinusoïdal Vf en un signal rectangulaire.
Entrée :
Vf : différence de potentiel sinusoïdale de valeur moyenne non nulle dont la fréquence
dépend de la note jouée.
Sortie :
Vfn : différence de potentiel rectangulaire de même fréquence que Vf.
III Etude de FP3 « Mise en forme »
III.1 Schéma fonctionnel de degré2 de FP3 « Mise en forme »
III.2 Description des fonctions secondaires de FP3 « Mise en forme »
III.2.1 Description de FS3.1 « Filtrage »
Rôle :
Permet d’éliminer les parasites de fréquence élevée et la composante continue du
signal Vf.
Entrée :
Vf : différence de potentiel sinusoïdale de valeur moyenne non nulle et parasité.
Sortie :
Vff : différence de potentiel sinusoïdale alternative sans parasite.
III.2.2 Description de FS3.2 « Comparateur à seuils »
Rôle :
Permet de convertir le signal sinusoïdal en signal rectangulaire.
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TRAVAIL DEMANDE
Questions relatives à l’analyse fonctionnelle :
Question1
Déterminer le rôle de l’accordeur automatique de guitare.
Question2
Expliquer son principe de fonctionnement.
Question3
Encadrer et nommer les fonctions secondaires de FP3 « Mise en forme » sur le
document réponse1 page 7.
Etude structurelle de FS3.2 « Comparateur à seuils »
Question4
Quel est le mode de fonctionnement du composant TL082. Justifier votre réponse.
Question5
En analysant le schéma structurel indiquer de quel type de comparateur s’agit-il.
Justifier votre réponse.
Question6
Déterminer les valeurs de VSAT+ et VSAT- dans le pire des cas.
Justifier votre réponse.
Question7
En déduire les valeurs des amplitudes de la différence de potentiel Vfn.
Justifier votre réponse.
Question8
Déterminer la condition sur Vff pour obtenir Vfn=VSAT+.
Question9
Déterminer la condition sur Vff pour obtenir Vfn=VSAT-.
On veut pouvoir détecter une amplitude du signal Vff, Vfdetect=0,2V lorsque le
curseur du potentiomètre est réglé au milieu.
Question10
Déterminer l’expression de R13 en fonction de α, P1, VSAT+ et Vfdetect.
Calculer la valeur de R13.
Choisir R13 dans la série E24.
Série E24 : 10 ; 11 ; 12 ; 13 ; 15 ; 16 ; 18 ; 20 ; 22 ; 24 ; 27 ; 30 ; 33 ; 36 ; 39 ; 43 ; 47 ; 51 ;
56 ; 62 ; 68 ; 75 ; 82 ; 91
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Le seuil de détection est maintenant réglé à 0,2V.
Question11
Tracer le chronogramme de Vff lorsque le musicien souhaite accorder la corde de LA
sur le document réponse 2 page7. On suppose que l’amplitude maximale de Vff est de 0,4V.
Commencer à tracer le chronogramme de Vff par la valeur maximale.
Tracer le chronogramme correspondant de Vfn.
Noter toutes les informations nécessaires sur vos chronogrammes.
Justifier vos tracés.
Question12
Tracer le chronogramme de Vff lorsque le musicien souhaite accorder la corde de
SOL sur le document réponse 3 page 8. On suppose que l’amplitude maximale de Vff est de
0,8V.
Commencer à tracer le chronogramme de Vff par la valeur maximale.
Tracer le chronogramme correspondant de Vfn.
Noter toutes les informations nécessaires sur vos chronogrammes.
Justifier vos tracés.
Question13
Justifier que le signal Vfn possède la même fréquence que Vff.
Vfn est-il conforme à ce qui a été défini dans le cahier des charges ? Justifier votre
réponse.
Question14
Calculer la durée de montée du signal Vfn.
Justifier votre réponse.
Question15
Comparer cette durée à la période du signal Vff dans le pire des cas.
Cela posera-t-il un problème ? Justifier votre réponse.
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DOCUMENT REPONSE 1
Schéma structurel de FP3 « Mise en forme »
R13
+5V
P1
100kΩ
Ω
R13
+
∞
_
C8
Vf
C7
TL082
R12 Vff
Vfn
-5V
DOCUMENT REPONSE 2
Chronogrammes de Vff et Vfn dans le cas d’un LA
Vff
1
0,6V
0,2V
-0,2V
-0,6V
-1V
Vfn
4V
2V
0V
-2V
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t(s)
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DOCUMENT REPONSE 3
Chronogrammes de Vff et Vfn dans le cas d’un SOL
Vff
1
0,6V
0,2V
-0,2V
-0,6V
-1V
Vfn
t(s)
4V
2V
0V
-2V
-4V
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t(s)
TL082
Wide Bandwidth Dual JFET Input Operational Amplifier
General Description
Features
These devices are low cost, high speed, dual JFET input operational amplifiers with an internally trimmed input offset
voltage (BI-FET II™ technology). They require low supply
current yet maintain a large gain bandwidth product and fast
slew rate. In addition, well matched high voltage JFET input
devices provide very low input bias and offset currents. The
TL082 is pin compatible with the standard LM1558 allowing
designers to immediately upgrade the overall performance of
existing LM1558 and most LM358 designs.
These amplifiers may be used in applications such as high
speed integrators, fast D/A converters, sample and hold circuits and many other circuits requiring low input offset voltage, low input bias current, high input impedance, high slew
rate and wide bandwidth. The devices also exhibit low noise
and offset voltage drift.
n
n
n
n
n
n
n
n
n
Typical Connection
Connection Diagram
Internally trimmed offset voltage: 15 mV
Low input bias current: 50 pA
Low input noise voltage: 16nV/√Hz
Low input noise current: 0.01 pA/√Hz
Wide gain bandwidth: 4 MHz
High slew rate: 13 V/µs
Low supply current: 3.6 mA
High input impedance: 1012Ω
Low total harmonic distortion AV = 10,: < 0.02%
RL = 10k, VO = 20 Vp − p,
BW = 20 Hz−20 kHz
n Low 1/f noise corner: 50 Hz
n Fast settling time to 0.01%: 2 µs
DIP/SO Package (Top View)
DS008357-3
DS008357-1
Order Number TL082CM or TL082CP
See NS Package Number M08A or N08E
Simplified Schematic
DS008357-2
BI-FET II™ is a trademark of National Semiconductor Corp.
© 1999 National Semiconductor Corporation
DS008357
www.national.com
TL082 Wide Bandwidth Dual JFET Input Operational Amplifier
April 1998
Absolute Maximum Ratings (Note 1)
Input Voltage Range (Note 3)
Output Short Circuit Duration
Storage Temperature Range
Lead Temp. (Soldering, 10 seconds)
ESD rating to be determined.
If Military/Aerospace specified devices are required,
please contact the National Semiconductor Sales Office/
Distributors for availability and specifications.
Supply Voltage
Power Dissipation
Operating Temperature Range
Tj(MAX)
Differential Input Voltage
± 18V
(Note 2)
0˚C to +70˚C
150˚C
± 30V
DC Electrical Characteristics
Symbol
± 15V
Continuous
−65˚C to +150˚C
260˚C
Note 1: “Absolute Maximum Ratings” indicate limits beyond which damage
to the device may occur. Operating Ratings indicate conditions for which the
device is functional, but do not guarantee specific performance limits.
(Note 5)
Parameter
Conditions
TL082C
Min
Units
Typ
Max
5
15
Input Offset Voltage
RS = 10 kΩ, TA = 25˚C
Average TC of Input Offset
Over Temperature
RS = 10 kΩ
10
Input Offset Current
Tj = 25˚C, (Notes 5, 6)
25
IB
Input Bias Current
Tj ≤ 70˚C
Tj = 25˚C, (Notes 5, 6)
RIN
Input Resistance
Tj ≤ 70˚C
Tj = 25˚C
AVOL
Large Signal Voltage Gain
VO
Output Voltage Swing
VCM
Input Common-Mode Voltage
−12
V
CMRR
Common-Mode Rejection Ratio
RS ≤ 10 kΩ
70
100
dB
PSRR
Supply Voltage Rejection Ratio
(Note 7)
70
100
IS
Supply Current
VOS
∆VOS/∆T
20
mV
mV
µV/˚C
Voltage
IOS
VS = ± 15V, TA = 25˚C
VO = ± 10V, RL = 2 kΩ
Over Temperature
VS = ± 15V, RL = 10 kΩ
VS = ± 15V
50
25
Symbol
Conditions
Amplifier to Amplifier Coupling
TA = 25˚C, f = 1Hz20 kHz (Input Referred)
VS = ± 15V, TA = 25˚C
Slew Rate
Gain Bandwidth Product
en
in
pA
8
nA
Ω
100
V/mV
V/mV
± 13.5
V
+15
V
dB
5.6
mA
(Note 5)
TL082C
Min
SR
nA
400
1012
3.6
Parameter
GBW
pA
4
15
± 12
± 11
Range
AC Electrical Characteristics
200
Equivalent Input Noise Voltage
VS = ± 15V, TA = 25˚C
TA = 25˚C, RS = 100Ω,
f = 1000 Hz
Equivalent Input Noise Current
Tj = 25˚C, f = 1000 Hz
Typ
−120
8
Units
Max
dB
13
V/µs
4
MHz
25
nV/√Hz
0.01
pA/√Hz
Note 2: For operating at elevated temperature, the device must be derated based on a thermal resistance of 115˚C/W junction to ambient for the N package.
Note 3: Unless otherwise specified the absolute maximum negative input voltage is equal to the negative power supply voltage.
Note 4: The power dissipation limit, however, cannot be exceeded.
Note 5: These specifications apply for VS = ± 15V and 0˚C ≤TA ≤ +70˚C. VOS, IB and IOS are measured at VCM = 0.
Note 6: The input bias currents are junction leakage currents which approximately double for every 10˚C increase in the junction temperature, Tj. Due to the limited
production test time, the input bias currents measured are correlated to junction temperature. In normal operation the junction temperature rises above the ambient
temperature as a result of internal power dissipation, PD. Tj = TA + θjA PD where θjA is the thermal resistance from junction to ambient. Use of a heat sink is recommended if input bias current is to be kept to a minimum.
Note 7: Supply voltage rejection ratio is measured for both supply magnitudes increasing or decreasing simultaneously in accordance with common practice.
VS = ± 6V to ± 15V.
www.national.com
2