+ V - CINaM

Transcription

+ V - CINaM

11/09/01
Cours d ’électronique analogique
1
SEMICONDUCTEURS
XV – L’amplificateur opérationnel parfait
Zediff
A
Zsortie
Ze
+
•Gain en tension infini
•Impédance d’entrée différentielle, Zediff infinie
•Impédance d’entrée Ze infinie
•Impédance de sortie nulle
11/09/01
V2
~ 103 à 106
~ 104 à 109
~ 104 à 109
≤ 100 Ω
2
REACTION ET CONTRE REACTION
I – BOUCLE OUVERTE - BOUCLE FERMEE
Considérons un amplificateur A qui est attaqué par une source S et qui attaque lui-même
un circuit de charge C :
Source
S1
Amplificateur
Gain : A
S2
Charge
Ce montage est dit en boucle ouverte
S1 est le signal en entrée de l’amplificateur
S2 est le signal en sortie de l’amplificateur
S2 = A.S1
11/09/01
3
I – BOUCLE OUVERTE - BOUCLE FERMEE (suite)
Mais, …
le gain de l’amplificateur peut varier à cause de différents paramètres extérieurs
•
•
•
•
Température,
Dérive des tensions d’alimentation,
Changement d’un composant,
Etc…
Il faut donc trouver le moyen de stabiliser le gain de l’amplificateur. Le moyen le plus
simple consiste à réinjecter une partie du signal de sortie, S2, en entrée de
l’amplificateur (c’est à dire sommer cette partie de S2 avec S1).
On dit alors que l’on opère une réaction de la sortie sur l’entrée (on parle aussi
d’asservissement de l’entrée par la sortie).
Le système est dit alors en boucle fermée
11/09/01
4
Deux cas se présentent alors :
1.
Le signal réinjecté à l’entrée est en phase avec le signal d’entrée, on parle alors
de réaction positive (que l’on désignera tout simplement par réaction). Nous
verrons par la suite que la réaction est à l’origine de la conception des
oscillateurs.
2.
Le signal réinjecté à l’entrée est en opposition de phase avec le signal d’entrée,
on parle alors de réaction négative (que l’on désignera plus simplement par
contre-réaction
Source S
S1=S - Sr
Amplificateur
Gain : A
S2
Sr = B.S2
11/09/01
B
S2=A.S1
Charge C
B est le gain de la chaîne de
contre-réaction.
B comme A peut être réel ou
complexe
5
Dans le système contre-réactionné le gain global, comme nous allons le voir, est
différent du gain de l’amplificateur utilisé seul. Nous avons en effet :
S1 = S − Sr= S − B.S2
S2 = A.S1
S2 = A.(S − BS2)
S2
ACR = = A
S 1 + AB
Si A varie de ∆A alors :
∆ACR = ∆A 2
(1+AB)
Soit :
∆ACR
= 1 ∆A
ACR 1+AB A
Donc le système contre-réactionné est beaucoup plus stable (division par (1+AB)) que
le système en boucle ouverte, mais le gain obtenu est plus faible. Il faut donc qu’au
départ le gain de l’amplificateur soit très grand (c’est d’ailleurs pour cela que l’on
utilise très souvent de amplificateurs opérationnels dont le gain peut dépasser les 105).
11/09/01
6
On peut alors définir le facteur de sacrifice (ou taux de rétroaction) comme étant le
rapport de A à ACR soit :
S = A = 1 + AB
ACR
Nous allons voir maintenant les différentes possibilités de contre-réaction. Pour ce
faire nous allons utiliser une représentation quadripolaire en considérant les
différentes possibilités d’association du quadripole amplificateur et du quadripole
contre-réaction. Nous avons ainsi quatre possibilités d’association :
•
•
•
•
11/09/01
Association série
Association parallèle
Association série-parallèle
Association parallèle-série
7
II – BOUCLE FERMEE – Contre réaction
II – 1 Montage série-parallèle (tension – tension)
i2
i
1
e
V2 Rc
A
Eg
i1
VCR
B
Impédance d’entrée
e = V1 − VCR VCR = B.V2
V2 = A.e = A(V1 − VCR) = A.(V1 − B.V2)
Rg
V1
Gain
V2
ACR =
= A
V1 1 + AB
V2
e = Ze.I1 V1 = Ze .I1
CR
V1 = e + VCR= e + B.V2 = e.(1 + AB)
V1
Ze = = Ze(1 + AB)
I1
Impédance de sortie
Zs
Zs =
1 + AB
CR
CR
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8
II – 1 Montage série-parallèle (tension – tension) – Quelques exemples
A – Suiveur de tension
+
V0
1
T1 = 
 0
1
T2 = 
 0
R
R

1 
A
1
T1 × T2 = 
 0
V1
0

0 
B=1
ACR =
0

0 
11/09/01
V2
V2
A
=
= A =1
V1 1 + AB 1 + A
V2 = V1
9
II – 1 Montage série-parallèle (tension – tension) – Quelques exemples
B – Amplificateur non inverseur
1
T1 = 
 0
+
R

1 
V0
 1
T2 =  ACR
 0
R
V1
0

0 
 1
T1 × T2 =  ACR
 0
11/09/01
V2
A
R2
VCR R1
B=
0

0 
ACR =
R1
R1 +R2
V2
R + R2
A
= 1
=
V1 1 + AB
R1
10
II – 2 Montage parallèle-parallèle (courant – tension)
Eg
Rg
i1
i2
ie
V1
V2 Rc
A
iCR
Gain
Ie = I1 − ICR
ICR = B.V2 V2 = A.Ie
V2
ACR =
= A
I1 1 + AB
VCR
B
Ze
Ze =
<< Ze
1 + AB
CR
B est une admittance et
A une résistance
11/09/01
V2
V1 = ZeCR.I1 = Ze.Ie
Zs
Zs =
1 + AB
CR
11
Un exemple
I1
V1 − R2ICR = −V2
V1
V1(A + 1) = R2ICR
Convertisseur
Courant-tension
RI
V1 = 2 CR
A+1
Ie
-
11/09/01
0

0

V2
+
ICR
V2 = −AV1 ≅ −R2ICR = −R2I1
− 1
A
T2 =  1
−
 R2
A
R2
C’est comme si l’on avait une masse
virtuelle sur l ’entrée inverseuse
12
Un autre exemple:
I1
V0
Ie
R1
V1
+
V2
A
ICR
1
T1 = 
 0
x
− 1
A
T2 =  1
−
 R2
R1 

1 
11/09/01
0

0

R2
(
 − 1 + R1
A R2
T = T1 × T2 = 
 − 1
R2

)
0

0

V2 ≅ −
13
R2
V
R1 1
II – 3 Montage série -série (tension – courant)
i2
i
1
e
Gain
A
Rg
Eg
i2
i1
V1
VCR
V2 Rc
V1 = e + VCR
VCR = B.I2 I2 = A.e
I2
ACR = = A
V2 1 + AB
B
V1 = Ze .I1 e = Z .I
e 1
CR
Ze = Ze.(1+AB)
Zs = Zs.(1 + AB)
CR
CR
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14
II – 4 Montage parallèle-série (courant – courant)
Eg
Rg
i1
i2
ie
V1
A
iCR
i2
VCR
B
V1 = Ze .I1
CR
V1 = Ze.Ie
Ze
Ze =
<< Ze
1 + AB
V2 Rc
Gain
Ie = I1 − ICR I2 = A.Ie
ICR = B.I2
I2
ACR = = A
I1 1 + AB
Zs = Zs.(1 + AB) >> Zs
CR
CR
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15
II – 5 Les différents montages à amplificateurs opérationnels
A – Suiveur de tension
B – Amplificateur non inverseur
R1
R
+
R’
VS
Ve
R2
+
VS
Ve
VS = (1 +
VS = Ve
11/09/01
16
R2
)V
R1 e
C – Sommateur non inverseur
R2
R1
R'
-
Ve = Ve1 − R' I = Ve1 − Ve1 − Ve2 = Ve1 + Ve2
2
2
+
VS
Ve1
R'
Ve
Ve2
Ve1 − Ve2 = 2.R' I
R2 Ve1 + Ve2
Donc : VS = (1 + R )
2
1
Et plus généralement si l’on a n entrées
et n tensions d’entrée Vei :
n
Vei
R2 i∑
=
1
VS = (1 + )
R1 n
11/09/01
17
D – Amplificateur inverseur
R1
E – Sommateur inverseur
R2
R1
Ve1
-
R2
-
R1
Ve
+
VS
+
Ve2
R’
VS
R’
Masse virtuelle à l’entrée :
VS = −R2I
Ve = R1I
11/09/01
VS = −
R2
V
R1 e
I1 =
Ve1
R1
V
I2 = e2
R1
VS = −
I = I1 + I2
R2
(V + Ve2)
R1 e1
Et plus généralement :
R2 n
VS = −
V
R1 i∑
=1 ei
18
E – Intégrateur
E – Dérivateur
C
R1
R2
C
-
Ve
Ve
+
+
VS
R’
VS
R’
Masse virtuelle à l’entrée :
t
VS(t) = − 1 ∫ i(t)dt
t
C0
1
V (t)dt
VS = −
RC 0∫ e
Ve(t) = R1i(t)
11/09/01
VS(t) = −Ri(t)
i(t) = C
dVe(t)
VS = −RC
dt
dVe(t)
dt
19
III – BOUCLE FERMEE – Réaction positive - Oscillateurs
Il existe différent types d’oscillateurs :
Oscillateurs à résistance différentielle négative. Il s’agit de circuits oscillants dont les
pertes sont compensées par un amplificateur formé d’un dipole à résistance
différentielle négative.
Oscillateurs à amplificateur réactionné. Il s’agit d’amplificateurs sur lesquels on opère
une réaction de la sortie sur l’entrée c’est à dire que le signal de sortie est en phase
avec le signal d’entrée.
Quel que soit le type d’oscillateurs, le principe de fonctionnement est le même à savoir
que la source initiale qui va donner naissance aux oscillations est le bruit électronique
(bruit blanc) présent dans le circuit. Un circuit accordé sélectionne dans ce bruit une
fréquence particulière que l’amplificateur en aval du circuit accordé va se charger
d’amplifier. Ce signal amplifié puis a nouveau filtré par le circuit accordé est alors
réinjecté, en phase avec le signal initial, à l’entrée de l’amplificateur (réaction positive).
11/09/01
20
S1=S + Sr
Sr = B.S2
S2=A.S1
Amplificateur
Gain : A
Circuit accordé
Gain B
Charge C
S2
B est le gain de la chaîne de réaction.
B comme A peut être réel ou complexe
Comme on peut le voir sur ce schéma, pour que les oscillations naissent puis
s’amplifient, il faut que le produit des gains A et B soit supérieur à 1. Les oscillations
seront entretenues lorsque le produit des gains sera unitaire. C’est ce que l’on appelle
la condition de BARKHAUSEN.
AB = 1
11/09/01
21
Ainsi :
•Si AB<1 les oscillations ne peuvent prendre naissance et si elles existent elles
s’amortiront
•Si AB>1 l’amplitude des oscillations aura tendance à croître et ne sera limitée que par
la non linéarité du système d’amplification.
Oscillateur à résistance négative
11/09/01
C1
Oscillateur àréseau déphaseur
22
R7
C4
R6
C3
R5
C2
T1
R4
C5
R3
R2
Diode tunnel,
thyratron, …
R1
Différents types d’oscillateurs
1 - HARTLEY
-
+
C2
L3
IOP1
2 - COLPITTS
C1
C2
R3
R4
C4
L2
C3
C1 R4
Oscillateur à réseau déphaseur sélectif
T1
R3
R2
C4
C5
L1
C6
Oscillateur à transistors
11/09/01
V1
L1
P1
T1
R3
R2
C1
C3
R4 R2
R1
L2
Différents types d’oscillateurs (suite)
23
V1
Différents types d’oscillateurs (suite)
4 - QUARTZ
11/09/01
24
C2
Quartz
C1
Oscillateur à transistors (suite)
C3
T1
R1
C4
C2
R1
C3
T1
R3
C4
R3
C5
L2
C1
R2
R2
L1
L1
3 - CLAPP
Dans le cas du montage COLPITTS
Oscillateur à transistors - Calculs
Z1 =
Z2 (L) i2
i
Z1
(C1)
V1
Z3
V2
(C2)
i1
1
jC1ω
V2 = −
Z2 = jLω
Z3 =
1
jC2ω
A la résonance :
ω2 =
i = i1 + i2
(
)
v1 = Z1i1 = Z2 + Z3 .i2
v1
i2 =
Z2 + Z3
v2 =Z3i2 =
Z3v1
Z2 + Z3
β RC
h11e
Et donc :
A≥ 1
B
v1C1
C2
v
C
B= 2 =− 1
v1
C2
11/09/01
D’autre part :
A=−
1
CC
L 1 2
C1 +C2
v2 = −
V1
LC2ω2 − 1
25
β RC C2
≥
h11e C1
LE TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP (FET)
I – LES FET A JONCTION
A – LES FET A JONCTION DE CANAL N
Symbole
Contact
Drain
N
Grille
P
+
Barreau de
silicium dopé
+
P
Source
Ne fonctionne que pour VGS<0
Zone déplétée
Contact
Contact
B – LE FET A JONCTION DE CANAL P
Grille
N
Symbole
Barreau de
silicium dopé
Drain
P
N
Zone
déplétée
Source
Fonctionne pour VGS>0
11/09/01
Contact
26
LE TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP
C – LE FONCTIONNEMENT DU FET A JONCTION
i – Grille court-circuitée
Drain
G
Drain
D
G
P
P
VDS
S
IDSS = courant-drain source
grille court-circuitée
11/09/01
P
Source
P
P
ID G
ID
+
Source
-
VDD=0
P
VDD=VP
IDSS
Drain
- 10
à
20 V
VP
G
VDSmax VDS
Tension de
pincement
P
P
Source
VP<VDD<VDSmax
27
ii – Grille polarisée
JFEToperation
ID
Contact
D
VGS1
-
G
VGS2
P
+
P
S
IG
Extension de VGS et ID :
VGS0<VGS<0
0<ID<IDSS
11/09/01
+
-
IDSS
VGS=0
VGS = VGS0
Tension de blocage
VP
Tension de pincement
VDS
VP = VGS0
28
ii – Grille polarisée (suite)
Résistance d’entrée des FET à jonction :
Rentrée
VGS
=
IG
Exemple : IG = 1nA pour VGS = -15V
Rentrée ~15000 MΩ
Rappel transconductance d’un transistor bipolaire
IB
Pas beaucoup de sens de
parler de gain en courant
comme pour les transistors
bipolaires
On préfère parler de transconductance, c’est à dire exprimer le
courant de sortie en fonction de la
tension d’entrée
IC
Pour le FET :
2
VBE
11/09/01
VBE
VGS 


ID = IDSS. 1 −
V

GS0 
29
ii – Grille polarisée (suite)
1
ID
ID
IDSS
IDSS
9/16 -->
ID ~1/2 I DSS
1/4
0
VGS
0
VGS0
Caractéristique quadratique
11/09/01
1/16
1
3
4
1
2
1
4
0
VGS
VGS0
Caractéristique de transconductance normalisée
30
iii – La polarisation standard du FET à jonction en classe A
IDSS
VGS0
ID ≈
→ VGS =

2
4
2IDSS
VGS
dID
∆ID
gm =
(1 −
→
=−
)

dVGS
VGS0
∆VGS
VGS0
En posant : gm0 = −
2IDSS
VGS0
il
V 

vient : gm = gm0. 1 − GS 
VGS0 

Résistance différentielle de drain (rDS)
Si VDS>VP, rDS ~ 1kΩ à 1MΩ
11/09/01
Tansconductance (mho ~1/Ω)
rDS
 ∆VDS 

= 
I
∆

D V = cste
GS
gOS = 1
rDS
On donne en général :
31
II – LE MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
~ FET à grille isolée
• La capacité MOS
http://www.univ-lille1.fr/eudil/bbsc/sc00a.htm
http://jas2.eng.buffalo.edu/applets/education/mos/mosCap/biasBand10.html
11/09/01
32
Silicium
Dopé
P
SiO2
Métal
La capacité MOS
V
Wmax
V
W
+
W=Wmax
+
V
Couche d’inversion
Zone
déplétée
Silicium
Dopé
P
V
-
Régime
de déplétion
11/09/01
SiO2
Métal
+
+
+
Silicium
Dopé
P
Zone
déplétée
Métal
+
+
+
SiO 2
W
V
Régime d’inversion
33
Grille
Constitution du MOSFET
Métal
Isolant = oxyde
Source
N
P
P
N
Drain
Contact
Contact
Substrat
A l’inverse du FET à jonction, le MOSFET, parce que la grille est isolée, peut travailler
avec un VGS >0 ou un VGS <0 à savoir travailler dans les deux régimes que sont :
LA DEPLETION
11/09/01
L’ENRICHISSEMENT
= Accumulation
34
A – LA DEPLETION
Métal
------------------
G
+
++++++++++
Silicium
S
D
N
P
Effet capacitif
N
-
-
+
Les charges
sont repoussées
Le canal a tendance à devenir isolant
11/09/01
VGS1
G
VGS2
VGS < 0
N
P
P
N
35
VGS2<VGS1
B – L’ENRICHISSEMENT
Métal
++++++++++
G
+
S
D
-
N
P
-----------------Silicium
Effet capacitif
N
-
+
Les charges
sont attirées
dans le canal
La résistance du canal a tendance à diminuer
11/09/01
36
C – Symboles du MOSFET
Drain
Drain
Grille
Grille
Source
Source
D – Résistance d’entrée du MOSFET
Du fait de l’isolant (oxyde de silicium = SiO2) entre le silicium et le contact
métallique la résistance d’entrée du MOSFET est très grande : ~ 104 à 106 MΩ
11/09/01
37
E – Caractéristiques du MOSFET
ID ENRICHISSEMENT
VGS>0
ID
VGS=0
IDSS
VGS=VGS0
tension de blocage
DEPLETION
VGS<0
VP
Tension de
pincement
IDSS
VDS
2
V 

ID = IDSS  1 − GS 
VGS0 

avec
11/09/01
VGS > 0 ou
VGS0
VGS
VGS < 0
38
III – LE TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP, A GRILLE ISOLEE ET A REGIME
D’ENRICHISSEMENT SEUL (en fait c'est le regime d'inversion)
A – Principe
N
Drain
Oxyde
Grille
+
P
N
P
VGS
+
-
-
VDS
N
Substrat
Fabrication
Métal
N
Le silicium prend un caractère de type N
Drain
Source
Drain
B – Symboles
Grille
11/09/01
Source
Grille
39
Source
III – LE TRANSISTOR A EFFET DE CHAMP, A GRILLE ISOLEE ET A REGIME
D’ENRICHISSEMENT SEUL
B – Caractéristiques et transconductance
ID
V GS3
ID
V GS2
ID0
V GS1
V GSseuil
VDS
V GS3 >V GS2 >V GS1
VGS seuil
VGS0
Estimation de la constante K
Equation caractéristique de le transconductance :
11/09/01
ID = K(VG − VGseuil)2
40
VGS
IV – POLARISATION DES FET
A – FET à jonction
Polarisation automatique
Nous avons déjà vu que la polarisation la plus simple
en classe A d’un FET à jonction correspond à :
ID
RD
VGS
RS
RS = −
11/09/01
IDSS
2
V = VDS + (RD + RS).ID
VDS
RG
ID ≈
+
-
VS=ID.RS
V
VGS = −VS = −ID.RS
Si ID augmente alors VS augmente, mais comme
VGS = - VS, ID diminue alors.
IDSS
VGS0
ID ≈
→ VGS =

2
4
VGS
V
≈ − GS0 = 1
ID
2IDSS gm0
C’est la polarisation médiane
41
Polarisation automatique (suite)
Représentation générale de la polarisation
automatique
ID
IDSS
On a vu que la caractéristique de
transconductance normalisée était
sous la forme :
2
VGS 



ID = IDSS . 1 −
V

GS 0 
1
0.8
0.6
VGS 0
0.4
IDSS
= −2
gm 0
VGS = − ID.RS
0.2
ID
0
0.1
1
11/09/01
g m0R S
10
IDSS
2
I Rg 

=  1 − D S m 0 
2.IDSS 

42
Polarisation par source de courant
+VDD
RD
RD
ID
Il faut
IC
IC < IDSS
RB1
Le transistor
bipolaire fixe le
courant drain
RG
RB2
RE
-VEE
Avec alimentation symétrique double
11/09/01
+V
ID
IC
RE
Avec alimentation simple
43
B – MOSFET
ID ENRICHISSEMENT
RD
DEPLETION
RG
IDSS
VGS0
VGS
Polarisation nulle Æ VGS = 0 ÆVDS = V – RD.IDSS
11/09/01
44
C – Transistor FET à grille isolée et à enrichissement seul (réaction de drain)
ID
I
VRG ~ 0
I=0
RG
ID0
VGS seuil
VGS0
VDS = VGS
11/09/01
45
VGS
V – AMPLIFICATION DES FET
Comme dans le cas des transistors bipolaires il y a trois types de montages :
i.
ii.
iii.
Source commune
Drain commun
Grille commune
i. Source commune
C GD
CGD
C GS
R GS
R DS
CDS V e
CGS
Capacités parasites du FET
11/09/01
Vs
Schéma équivalent
C DS
46
i. Source commune (suite)
RGS
Ve
gm.V GS
A basse fréquence le schéma équivalent devient :
Dans le montage, la résistance de
polarisation de drain est en parallèle
avec RDS. Comme RDS est très grand,
seule la résistance RD est à prendre en
compte.
RDS
Vs
vs= iD.RD = gm.ve.RD
vS
= gm.RD
ve
11/09/01
RGS
Ve
gm.V GS
Donc si RD << RDS
RDS RD
Vs
47
Ve
ve = vGS + RS.ID
gm.VGS
RGS
VGS
Si l’on met une résistance de source, RS, le schéma équivalent devient :
RD
Vs
vS
gm.RD
A=
=
ve 1 + gm.RS
RS
11/09/01
vS = RD.ID = RD.gm.vGS
48
Caractéristique de transconductance normalisée.
2
VGS 
ID


= 1 −
IDSS 
VGS0 
On avait :
VGS 

et : gm = gm0. 1 − V 

GS0 
10
gm
gm0
2
Donc :
ID
g 
=  m 
IDSS  gm0 
1
0.1
0.01
11/09/01
0.1
1
10
ID
IDSS
49
ii. Drain commun
ID
+V
ve = vGS + RS.ID
vs = RS.ID
Ve
RS
Vs
vS
gm.RS
A=
=
ve 1 + gmRS
ID = gm.vGS
Si gm.RS >> 1 Æ A=1
Gain en tension
11/09/01
50
iii. Grille commune
ie S
Ve
vs = RD.ID = RD.gm.vGS
D iD
G
ve = vGS
RD
Vs
vS
A=
= gm.RD
ve
Impédance d’entrée en grille commune
ve = vGS
ie = iD = gm.vGS
Ze =
C’est donc une impédance très faible
ve
vGS
=
= 1
ie
gm.vGS gm
11/09/01
51
DIODE SHOCKLEY et THYRISTOR
I – Rappels sur jonction PN et Transistor
i. Jonction PN
I=0
+
V
-
VR=0
R
e(V0+V)
P
I≠
≠0
+
V
R
Avalanche
P
N
W
N
W
V
11/09/01
VR~V
-
52
I – Rappels sur jonction PN et Transistor
ii. Transistor NPN
V’=0
Rb
+
V ’’=0
-
+
Ib =0
Rc
-
+
V’’≠
≠0
-
+
Ib ≠0
IC =0
P
N
V’=0
Rb
IC =0
N
N
Ib ≠0 R
b
V’ ≠0
+
-
V’’ ≠0
+
-
Rc
IC ≠0
N
11/09/01
P
N
53
Rc
VRC=0
P
N
-
II – Structure PNPN – Diode shockley
I=0
Anode
+
V =0
P
J1
R
-
VR=0
EQUILIBRE
N
P
J2
N
Cathode
J3
I≈
≈0
POLARISATION DIRECTE
Etat non passant
Anode
+
V ≠0
-
P
N
J1
J2
P
J1 et J3 polarisées en direct, J2 polarisée
en inverse
N
J3
Courant de minoritaires de la jonction J2
11/09/01
VR≈0
R
54
Cathode
II – Structure PNPN – Diode Shockley
AVALANCHE
I≠
≠0
Anode
+
V ≠0
P
J1
VR⇒V
R
-
POLARISATION DIRECTE
Etat passant
N
P
J2
N
Cathode
J3
Les trois jonctions J1 et J2 et J3 sont
Polarisées en direct
11/09/01
55
i. Caractéristiques
I
+ sur région P
D
V
- sur région N
11/09/01
56
ii. Equivalent transistor
Anode
P
PNP
N
N
P
P
N
Cathode
11/09/01
NPN
57
ii. Equivalent transistor (suite)
Dans ce montage les deux jonctions base-collecteur des deux transistors sont en
inverse. Il n’y a pas de courant excepté le courant de fuite (de minoritaires) qui est
très faible. Lorsque la différence de potentiel augmente, il se produit un phénomène
d’avalanche qui se traduit par une brusque augmentation du courant collecteur des
deux transistors et donc des courants de base. Ainsi, les deux transistors passent
rapidement à saturation et la tension entre les deux émetteurs chute vers 0. Le
système reste alors dans cet état passant. Le seul moyen de ramener le système dans
l’état initial est de réduire la tension d’alimentation pour désaturer les deux
transistors.
11/09/01
58
III – Structure PNPN – Thyristor
Anode
P
PNP
N
N
P
P
N
Grille
Cathode
11/09/01
NPN
59
III – Structure PNPN – Thyristor
Lorsque une impulsion positive attaque la grille (c’est à dire la base du transistor
NPN) celui-ci se met à conduire. La base du transistor PNP étant alors
attaquée par ce courant, ce dernier se met à conduire entretenant ainsi la
polarisation de base du transistor NPN. La tension aux bornes du sipositif
constitué des deux transsitors tend alors vers 0 (les deux transsitors sont alors
saturés). Le seul moyen de ramener le système dans son état initial est de
réduire le courant de manière à ramener les deux transistors dans l’état
bloqué. On obtient cette réduction en réduisant la tension d’alimentation,
comme pour la diode Shockley.
Un tel dispositif est aussi appelé bascule.
Les grandeurs caractéristiques sont:
• La tension de blocage direct,
• Le courant de déclenchement, c’est à dire le courant qu’il faut appliquer à la
grille pour faire conduire le thyristor,
• Le courant minimum de fonctionnement, c’est à dire le courant en dessous
duquel le thysristor retourne à l’état bloqué.
11/09/01
60

+ V - CINaM

Transcription

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