Conception et développement de l`étage d`émission/réception RF du

Transcription

Université Catholique de Louvain
Ecole Polytechnique de Louvain
Conception et développement de l'étage
d'émission/réception RF du CubeSat
OUFTI-1
Mémoire présenté par
QUESTIAUX Loïc
En vue de l'obtention du grade de
Master en Sc. de l'Ingénieur,
or. Ingénieur Civil Électricien
Département de référence
UCL ELEN
Promoteur
Prof. Danielle VanhoenackerJanvier
Lecteurs
Prof. Christophe Craeye
Prof. Jacques Verly
Année académique
2009-2010
Sic itur ad astra
Virgile, l'Énéide
Remerciements
Tout au long de ce projet, de nombreuses personnes furent là pour m'aider, me
conseiller, et me guider dans une tâche souvent compliquée par l'aspect concret
d'un projet très appliqué et de longue durée. Je tiens ici à remercier :
Le Professeur Danielle Vanhoenacker-Janvier, pour la possibilité qu'elle m'a
oerte d'entrer dans ce projet formidable, ainsi que la conance qu'elle m'a
accordée et sa disponibilité constante.
Les Professeurs Jacques Verly et Gaetan Kerschen, de l'Université de Liège,
qui rythment constamment ce projet de leurs idées innovantes et de leurs
questions pointues, de par leur expérience et leur passion inépuisable pour
l'enseignement, le secteur spatial et le radio-amateurisme.
Maxime Drouguet et David Spote, techniciens des laboratoires EMIC et
TELE de l'UCL, pour leur gentillesse et leur patience, ainsi que leur disponibilité continue. Sans leurs connaissances pointues des domaines plus appliqués, nir ce projet n'aurait pour moi pas été possible.
Amandine Denis, et toute son équipe système, encadrant le projet OUFTI-1
parfois depuis des années, et toujours aussi attentifs à l'ambiance de travail
qu'aux résultats concrets, mais également Valery Broun, professeur à l'ISIL.
Toute la Team OUFTI étudiante 2009-2010, pour leur sérieux dans le travail,
et leur humour en dehors, ainsi que pour leur accueil à Liège. En particulier
Nicolas Crosset et Nicolas Marchal, du sous-système COM, avec qui l'étroite
collaboration fut des plus productives.
Enn, toute ma famille et mes amis (tout particulièrement Sebastien Gillet)
qui, de près ou de loin, m'ont accompagné pendant ces mois de travail, et s'y
sont intéressés. Leur présence fut certainement un facteur déterminant de la
réussite de ce projet.
1
Table des matières
Liste des acronymes
7
Introduction
8
1 Le contexte général
9
1.1
1.2
1.3
1.4
Les CubeSat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.1.1
Qu'est-ce qu'un CubeSat ? . . . . . . . . . . . . . . . .
9
1.1.2
Exemples et utilisations
1.1.3
2.2
2.3
2.4
10
Le lancement par Vega . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11
Le CubeSat présenté : OUFTI-1 . . . . . . . . . . . . . . . . .
12
1.2.1
Les objectifs de mission
12
1.2.2
L'équipe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
13
Vue d'ensemble du système d'OUFTI-1 . . . . . . . . . . . . .
14
Le caractère spatial du projet
. . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
15
1.4.1
La ceinture de radiation de Van Allen . . . . . . . . . .
16
1.4.2
L'impossibilité de modications
18
2 L'architecture du sous-système
2.1
. . . . . . . . . . . . . . . . .
Le D-STAR
. . . . . . . . . . . . .
COM
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19
21
2.1.1
Description et utilité
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
22
2.1.2
Architecture des transceivers . . . . . . . . . . . . . . .
23
L'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
25
2.2.1
Le choix de l'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
25
2.2.2
Paramètres du protocole . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
27
2.3.1
La balise (Beacon)
Utilité et objectifs de la balise . . . . . . . . . . . . . .
27
2.3.2
Architecture interne
27
Contraintes
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
27
2.4.1
Puissance en orbite limitée . . . . . . . . . . . . . . . .
27
2.4.2
L'écoute de l'AX.25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
28
2.4.3
Contrainte de masse
28
2
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3
TABLE DES MATIÈRES
2.4.4
Contrainte d'espace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3 Liens avec les autres sous-systèmes
3.1
Les antennes (MECH)
3.3
30
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
30
3.1.1
Description des antennes sur le CubeSat
. . . . . . . .
30
3.1.2
Contraintes et problem statement . . . . . . . . . .
31
3.1.3
Inuence du plan de masse sur le diagramme de rayon-
3.1.4
3.2
28
nement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
32
L'adaptation des antennes
37
. . . . . . . . . . . . . . . .
Les antennes au sol (GND, Ground) . . . . . . . . . . . . . . .
38
3.2.1
Description des antennes au sol
39
3.2.2
Tracking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
L'alimentation électrique (EPS, xEPS)
. . . . . . . . . . . . .
39
. . . . . . . . . . . . .
40
3.3.1
Contraintes de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
3.3.2
Contraintes sur les tensions d'alimentation (3.3V, 5V,
7.2V) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41
3.4
L'orientation des aimants (ADCS) . . . . . . . . . . . . . . . .
42
3.5
La dissipation de la chaleur (STRU) . . . . . . . . . . . . . . .
44
3.6
Tableau récapitulatif des contraintes
45
. . . . . . . . . . . . . .
4 La chaîne de réception RF
47
4.1
Rappel des contraintes historiques du projet OUFTI . . . . . .
4.2
Bilan de liaison
4.3
Architecture choisie (sélection et procédures de validation)
4.4
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
47
48
. .
51
4.3.1
L'amplicateur faible bruit . . . . . . . . . . . . . . . .
52
4.3.2
Filtrage et adaptation
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
57
4.3.3
Le deuxième étage d'amplication inclus dans ADF . .
61
4.3.4
Le power splitter
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
62
Circuit de réception complet . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
64
5 La chaîne d'émission RF
68
5.1
Rappel des contraintes historiques du projet OUFTI . . . . . .
68
5.2
Bilan de liaison
69
5.3
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Architecture choisie (sélection et procédures de validation)
5.3.1
Le power combiner
5.3.2
L'amplicateur
5.3.3
. .
69
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
69
. . . . . . . . . . . . . . .
72
MAR-1SM+
L'amplicateur Home-made
. . . . . . . . . . . . . . .
76
5.4
Consommation
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
88
5.5
Circuit d'émission complet . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
89
6 Améliorations et perspectives
92
4
TABLE DES MATIÈRES
6.1
Utilité du LNA
6.2
Raccourcissement des antennes
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
92
. . . . . . . . . . . . . . . . .
93
6.2.1
Ajout d'un enroulement à la base de l'antenne . . . . .
93
6.2.2
Ajout d'un brin supplémentaire par antenne
. . . . . .
93
6.2.3
Directivité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
94
6.3
Utilisation de carburant
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
96
6.4
Utilisation d'autres fréquences . . . . . . . . . . . . . . . . . .
97
6.5
La protection du bus 7.2V
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
97
6.6
Une approche plus progressive . . . . . . . . . . . . . . . . . .
98
Conclusion
99
Bibliographie
100
Annexes
102
Table des gures
1.1
Kit CubeSat de base
1.2
Un
1.3
Vue éclatée des PCB d'OUFTI-1
. . . . . . . . . . . . . . . .
15
1.4
Coupe des ceintures de Van Allen . . . . . . . . . . . . . . . .
16
2.1
Les canaux de communication d'OUFTI
. . . . . . . . . . . .
20
2.2
A l'intérieur de la COM
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
2.3
Routage direct ou via un relais . . . . . . . . . . . . . . . . . .
23
2.4
Routage via Internet
23
2.5
Une combinaison de routages Relais et Internet
2.6
Vue interne de l'ADF7021
3.1
Positionnement des antennes sur le satellite
3.2
Rayonnement d'un monopôle
3.3
P-POD
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
10
contenant 3 unités de CubeSat . . . . . . . . . . .
10
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . .
24
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
25
. . . . . . . . . .
31
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
33
Les deux coupes mesurées
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
34
3.4
Antenne VHF, rotation A
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
35
3.5
Antenne VHF, rotation B
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
35
3.6
Antenne UHF, rotation A
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
36
3.7
Antenne UHF, rotation B
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3.8
L'outil
3.9
Antennes X Quad au sol
Impedance Matching
d'ADS
36
. . . . . . . . . . . . . . .
38
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
40
3.10 Courbe courant-tension des panneaux solaires
. . . . . . . . .
42
3.11 Disposition des aimants dans le CubeSat . . . . . . . . . . . .
43
3.12 Orientation d'Oufti autour de la Terre
43
. . . . . . . . . . . . .
3.13 Recommandation de positionnement de l'amplicateur
. . . .
45
4.1
Bilan de liaison pour le canal AX.25 . . . . . . . . . . . . . . .
50
4.2
Paramètres S en fonction de la tension d'alimentation . . . . .
53
4.3
Coecients de réexion en entrée du HMC616LP3+ . . . . . .
54
4.4
Transmittance inverse du LNA . . . . . . . . . . . . . . . . . .
55
4.5
Gain direct du LNA
55
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5
6
TABLE DES FIGURES
4.6
Coecients de réexion en sortie du HMC616LP3+ . . . . . .
56
4.7
Gain du LNA en fonction de la tension d'alimentation . . . . .
57
4.8
Le circuit proposé par ADS
58
4.9
La réponse du ltre passe-bande recommandé par ADS . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.10 Coecient de réexion avec les valeurs non arrondies
59
. . . . . . . . . . . .
60
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
62
4.11 La réponse du ltre passe-bande modié
4.12 Les modes du LNA de l'ADF
58
. . . . .
4.13 Les transmittances vers la première sortie du Splitter
. . . . .
64
4.14 Les transmittances vers la deuxième sortie du Splitter . . . . .
65
4.15 Isolation entre les ports . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
65
4.16 Le circuit de réception nal
66
. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.1
Bilan de liaison AX.25 Downlink
. . . . . . . . . . . . . . . .
70
5.2
Les transmittances directes et inverses sont égales . . . . . . .
71
5.3
Circuit Test du MAR-1SM+ . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
73
5.4
Linéarité de la polarisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
74
5.5
Paramètres S du MAR-1SM+
75
5.6
Comparaison des résultats annoncés et mesurés
5.7
Pont diviseur de tension
5.8
Impédance d'entrée du transistor
5.9
Réponse du ltre en amont du transistor
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . .
78
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
79
. . . . . . . . . . . . . . . .
81
. . . . . . . . . . . .
82
5.10 Impédance du transistor avec le ltre . . . . . . . . . . . . . .
82
5.11 Impédance du transistor avec le ltre . . . . . . . . . . . . . .
83
5.12 Impédance de sortie du transistor sans adaptation . . . . . . .
84
5.13 La réponse du ltre proposé par ADS . . . . . . . . . . . . . .
85
5.14 Filtre proposé pour la sortie du transistor
85
. . . . . . . . . . .
5.15 Réponse fréquentielle du ltre de sortie original
. . . . . . . .
5.16 Coecient de réexion du circuit optimisé manuellement
. . .
86
87
5.17 Coecient de réexion du circuit de sortie et impédance d'entrée de celui-ci . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.18 Le circuit d'émission nal
6.1
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
88
90
Répartition de I et V dans un dipôle, et diagramme de rayonnement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
94
6.2
Polarisations linéaire et circulaire d'une onde . . . . . . . . . .
95
6.3
Diagramme de rayonnement d'une antenne directive . . . . . .
96
Liste des acronymes
ADCS
Attitude Determination and Control System
AMSAT
Amateur Radio Satellite Organization
BCN
Beacon
COM
Communication
D-STAR
Digital Smart Technology for Amateur Radio
EPFL
Ecole Polytechnique Fédérale de Lausanne
(x)EPS
(Experimental) Electrical Power Supply
FSK
Frequency Shift Keying
GMSK
Gaussian Minimum Shift Keying
GND
Ground
IARU
International Amateur Radio Union
KISS
Keep It Simple and Stupid
MECH
Mechanics
MIAS
Mission Analysis
OBC
On-Board Computer
PCB
Printed Circuit Board
P-POD
Poly-Picosatellite Orbital Deployer
STRU
Stucture
TC/TM
Télécommande/Télémétrie
THER
Thermal
VHF
Very High Frequency
VNA
Vectorial Network Analyzer
UHF
Ultra High Frequency
ULg
Université de Liège
7
Introduction
Oufti-1 est un projet de conception de satellite étudiant, développé à l'Université de Liège. Il s'agit du premier nanosatellite belge. Le but premier du projet OUFTI (pour
Orbital Utility For Telecommunication Innovation )
est avant
tout éducatif. Il permet aux étudiants de se plonger dans la réalité d'un problème
concret.
La charge utile principale du satellite Oufti-1 est un répéteur radio-amateur,
qui permettra d'orir une zone de couverture de communication très large aux
utilisateurs du relativement nouveau protocole numérique D-STAR, à l'aide d'un
relais spatial.
Le présent travail a consisté à étudier et implémenter de manière concrète les
chaînes de réception et d'émission, des canaux de communication du satellite.
Le premier chapitre de ce mémoire posera le contexte dans lequel a évolué le
projet Oufti, ses objectifs, ainsi que l'état du projet lors du début de ce travail et
ses lignes directrices. Suivant ensuite une logique de top bottom approach , l'ar-
chitecture du sous-système de communication sera décrite. Des liens seront faits
alors avec les autres sous-systèmes an de bien comprendre l'entrelacement et les
contraintes que génère un projet d'une telle ampleur. Le quatrième chapitre traitera de la chaîne de réception, pour après passer à la chaîne de transmission.
Enn, nous nirons par proposer quelques améliorations avant de conclure ce
travail avec un bilan global des solutions proposées.
8
Chapitre 1
Le contexte général
1.1
Les CubeSat
OUFTI-1 est le nom donné à un projet de nano-satellite, basé sur le standard
CubeSat. On dénit les nano-satellites comme les satellites pesant 1 à 10kg. Le
standard CubeSat, avec des masses allant de 1 à 3kg, appartient donc à cette
famille et frôle de très près celle des pico-satellites.
1.1.1 Qu'est-ce qu'un CubeSat ?
Un CubeSat est donc un nano-satellite qui répond aux normes du standard
CubeSat , à savoir une masse maximale de 1kg, et un volume d'exactement
1 litre. Comme on peut le voir sur la gure 1.1, le format standard d'une unité
(1U) est de 10cm x 10cm x 10cm. Il est toutefois possible de doubler, voire tripler
le volume disponible, pour former des CubeSat 2U ou 3U. Ce standard a été développé conjointement par la
University, aux Etats-Unis.
California Polytechnic State University
et
Stanford
Cette modularité est un avantage certain pour les développeurs, qui peuvent envisager une multitude d'applications pour ces unités modulables. Un des éléments
qui rend possible cette modularité est le système de lancement et de déploiement
utilisé, le P-POD (pour Poly-PicoSatellite Orbital Deployer ). Il s'agit d'une
forme de boîte qui va s'ouvrir peu après le décollage pour laisser sortir 3 unités
de CubeSat, réparties en autant de satellites que l'on veut (1, 2 ou 3). Elle a pour
but de protéger les CubeSat du lanceur, et réciproquement.
La simplicité technique du standard, ainsi que son accessibilité nancière, l'ont
vite rendu populaire au sein des universités, comme le montrent les exemples du
point suivant. L'objectif principal d'OUFTI, comme de la grande majorité des
9
CHAPITRE 1.
LE CONTEXTE GÉNÉRAL
10
Fig. 1.1 Kit CubeSat de base
Fig. 1.2 Un
P-POD
contenant 3 unités de CubeSat
CubeSat, est avant tout éducatif, puisque ce sont des étudiants (encadrés par
leurs promoteurs, des consultants du milieu de l'industrie et des assistants ou
doctorants) qui sont au coeur même de leur réalisation.
1.1.2 Exemples et utilisations
Nous l'avons dit, beaucoup de projets CubeSat eurissent à travers le monde.
C'est notamment le cas en Suisse où le SwissCube, principalement développé par
l'EPFL, embarque un mini télescope ayant pour mission de recueillir de l'information sur une couche luminescente à très haute altitude. Le SwissCube ayant un
fonctionnement assez similaire à celui d'OUFTI, les contacts avec l'EPFL furent
récurrents pour plusieurs membres de l'équipe travaillant sur le projet. C'est donc
CHAPITRE 1.
11
aussi une expérience de collaboration internationale qui s'ore aux étudiants qui
participent à l'aventure CubeSat.
Le projet QB-50 voit plus loin et ouvre de nouveaux horizons en proposant
de lancer via un même lanceur 50 unités de CubeSat, répartis en satellites d'une,
deux, ou trois unités, développés toujours par des institutions éducatives du monde
entier. Ce réseau de satellites espacés de quelques centaines de kilomètres servirait
à eectuer des mesures in situ simultanées en plusieurs points de la thermosphère inférieure (soit entre 90 et 350 km d'altitude environ).
La basse altitude de vol des CubeSat constitue un réel atout. Ceux-ci terminent
leur vie en rentrant et se désintégrant dans l'atmosphère, ce qui est une obligation
légale, an d'éviter de grossir le nombre de débris autour de la Terre.
Les CubeSat ouvrent, on le voit, des perspectives d'avenir très larges. Leur
utilisation n'est toutefois pas la même que celle des satellites commerciaux classiques. En eet, tout leur intérêt réside précisément en leurs singularités : leur
prix, leur taille, et leur simplicité. C'est donc une approche totalement diérente
qui se prole avec ce nouvel outil : celle de l'utilisation en masse d' essaims de
CubeSat, comme on les appelle. Ce regroupement les rend moins sensibles à la
perte ou la défaillance d'un élément, et on imagine assez aisément les possibilités
d'applications (notamment liées à la défense) que l'on pourrait tirer de ces réseaux
de nano-satellites.
1.1.3 Le lancement par Vega
Un aspect non négligeable du projet OUFTI est son côté concret, qui place
chaque étudiant face à des problèmes réels à surmonter, faisant travailler son imagination en utilisant son bagage technique. Si ce projet est si appliqué, et exige le
respect de délais très serrés, c'est grâce à la place qu'il a obtenu à bord du nouveau
lanceur européen : Vega.
Bien que les satellites soient en majorité de plus en plus grands et lourds, il
reste un marché des satellites plus légers, pour lesquels un petit lanceur supportant
des charges principales de 300 à 2000 kg sera utile. C'est dans ce contexte qu'a
été développé Vega, le nouveau lanceur européen, permettant des lancements à
frais limités. Vega est un lanceur à un seul corps, avec trois étages de propulsion
au propergol solide et un module supérieur au propergol liquide, utilisé pour le
contrôle d'orbite et d'altitude, ainsi que l'éjection des satellites. Vega permet en
outre le déploiement de plusieurs charges utiles en orbite sur un même vol.
est l'acronyme italien de
VEGA
Vettore Europeo di Generazione Avanzata , c'est-à-dire
CHAPITRE 1.
12
fusée européenne de nouvelle génération .
Lanceur dont le développement a commencé en 1998, principalement en Italie,
Vega est supposé décoller avec OUFTI à son bord pour son vol inaugural à la n
de l'année 2010 de Kourou en Guyane, et venir alors côtoyer Ariane et Soyouz dans
la otte des lanceurs européens.
1.2
Le CubeSat présenté : OUFTI-1
Le projet OUFTI-1, est en fait l'acronyme
cation Innovation ,
Orbital Utility For Telecommuni-
et a été développé sous l'impulsion des Professeurs Verly et
Kerschen, des départements d'électricité et d'aérospatiale de l'Université de Liège,
ainsi que de Luc Halbach, alors chez Spacebel.
1.2.1 Les objectifs de mission
La charge utile qui se trouvera à bord du satellite étudiant sera un relais DSTAR. Le D-STAR est un protocole de communication radio-amateur développé
par la JARL (
Japan Amateur Radio League ) et qui sera expliqué dans le chapitre
ad hoc. Retenons pour l'instant qu'il s'agit du premier relais dans l'espace dédié
aux radio-amateurs. Le satellite Oufti contiendra au total trois payload.
Il y a tout d'abord une alimentation électrique (
Electrical Power Supply, EPS )
expérimentale, qui aura la particularité d'être contrôlée digitalement. Elle viendra
s'ajouter à l'EPS dite
principale , plus traditionnelle et déjà validée, et tentera
de prendre le relais une fois le satellite dans l'espace. En cas de problème, c'est
l'EPS principale qui reprendra le contrôle.
Les panneaux photovoltaïques qui recouvriront cinq des six faces du cube
constituent la deuxième charge utile. Obtenus grâce à une collaboration avec
Azurspace,
ils achent un rendement théorique de 30 % là où la norme se trouve
autour de 27 à 28 %, et proteront du vol pour être testés en situation.
La dernière charge utile, à priori la plus importante, est le relais radio-amateur.
Il devra permettre la couverture d'une surface de plusieurs centaines de kilomètres
carrés, et sera ouvert à l'utilisation par tous les radio-amateurs dans le monde selon
certaines modalités. Les objectifs principaux de la mission sont liés à ces charges
utiles, et peuvent être classés comme suit, par ordre d'importance décroissant :
Le fonctionnement de l'EPS
CHAPITRE 1.
13
Le bon déploiement des antennes
La réception correcte des informations de la balise
Le fonctionnement du relais D-STAR
Ces objectifs principaux cachent une foule d'autres dés auxquels ils sont liés.
Ces derniers seront aisément décryptables entre les lignes dans les chapitres qui
suivent.
De la simplicité naît souvent la abilité. C'est pourquoi le principe de travail du
projet est celui appelé
KISS, soit Keep It Simple and Stupid . Ce principe sera
évoqué à de nombreuses reprises dans le présent document car il fut un élément
clé dans beaucoup de décisions prises lors du projet.
1.2.2 L'équipe
Comme cela a été expliqué ci-avant, OUFTI a une vocation avant tout éducative. Cette année, ce sont 12 étudiants ingénieurs civils ou industriels de dernière
année qui travaillent sur ce projet, encadrés par une foule de personnes des milieux
académiques et de l'industrie.
Le projet a démarré à l'Université de Liège en Septembre 2007, et en est donc à
sa troisième année consécutive. Les équipes d'étudiants se sont succédées, et beaucoup ont dû reprendre un travail entamé, avec les contraintes que cela imposait.
Nous en exposerons plus loin certaines liées au sous-système de communication.
Le travail est réparti en 10 sous-systèmes, qui sont eux-même encore parfois
subdivisés. Les sous-systèmes sont :
L'ADCS (
Attitude Determination and Control System ) gérera le contrôle du
positionnement du satellite, et sa stabilisation en orbite.
Beacon )
La BCN (
s'occupera de l'implémentation des circuits de la balise,
et s'assurera de sa robustesse.
Communication
Le sous-système COM (
inclut quant à lui les circuits de
l'AX.25 et du D-STAR, ainsi que les circuits d'entrée et de sortie communs
aux trois canaux de communication (AX.25, D-STAR et Balise Morse).
(Experimental) Electrical Power Supply )
La partie (x)EPS (
distribuera la
puissance à tout le satellite, de manière aussi stable et ecace que possible.
CHAPITRE 1.
14
Ground Segment )
Les personnes en charge du sous-système GND (
implé-
mentent les installations au sol, depuis le hardware jusqu'au software.
Mechanisms )
La MECH (
est en charge du développement du système de
déploiement des antennes.
Le sous-système MIAS (
Mission Analysis )
va calculer les radiations subies
par le CubeSat, les temps d'éclipse et d'accès à la station au sol, etc.
L'OBC (
On Board Computer )
sera le cerveau d'Oufti. Il aura notamment
pour objectifs de commander les opérations initiales du satellite après son
éjection du P-POD, ainsi que de rassembler et gérer les mesures récupérées
des autres sous-systèmes.
Structure and Conguration )
La STRU (
vériera qu'Oufti répond bien aux
obligations structurelles imposées pour le lancement. Citons par exemples les
modes de exion, qui doivent répondre aux normes imposées par le lanceur
Vega, ou encore les contraintes sévères en matière de poids et de centre de
gravité du satellite.
Enn, le sous-système THER (
Thermal Control )
s'assurera que les compo-
sants du satellite fonctionnent dans leur plage de température nominale,
envisageant l'utilisation de dissipateurs et/ou de chauerettes.
Le présent travail, répertorié par habitude sous la mention abusive
RF , fait
partie du sous-système COM.
1.3
Vue d'ensemble du système d'OUFTI-1
On peut diviser le système électrique de OUFTI-1 en trois parties, englobant
un total de 5 PCB, comme l'illustre bien la gure 1.3.
Elec-
Il y a d'abord la partie d'électronique de puissance, composée de l'EPS (
trical Power Supply ) et du xEPS (experimental Electrical Power Supply ). Celle-ci
va gérer l'énergie récoltée à travers les panneaux photovoltaïques, la traiter, et la
répartir sur trois bus aux tensions diérentes an d'alimenter tous les composants.
Les valeurs des tensions de ces trois bus sont le 3.3V et le 5V (des tensions tout
à fait standard en électronique), ainsi que le 7.2V (la raison de cette valeur sera
détaillée plus loin).
CHAPITRE 1.
15
Fig. 1.3 Vue éclatée des PCB d'OUFTI-1
La seconde partie est celle des deux cartes dédiées à l'OBC (
ter ).
On-Board Compu-
Celui-ci constituera le cerveau du satellite, et dirigera une multitude d'opé-
rations directement internes, prenant des décisions lui-même, selon des protocoles
programmés.
Enn, la troisième partie, celle qui concerne le plus ce travail, est celle de la
Communications ). Le PCB qui lui est alloué devra servir de support à tous
COM (
les circuits de traitement des canaux de communication entre la terre et le satellite,
tant au niveau du traitement de signal de la réception que de la partie de puissance
des radiofréquences.
1.4
Le caractère spatial du pro jet
Une autre grande particularité de ce projet est que son application est liée
au domaine spatial. Ceci engendre maintes complications, à propos desquelles il a
fallu se renseigner, et que nous avons gardées en tête au long du projet. En voici
deux particulières, qu'il nous semble important de mentionner car elles illustrent
CHAPITRE 1.
16
bien le compromis qu'il a souvent fallu faire entre ecacité et simplicité.
1.4.1 La ceinture de radiation de Van Allen
L'orbite du nanosatellite est imposée par son lanceur, VEGA. Elle a son apogée à une altitude de 1447 km, et son périgée à une altitude de 354 km, avec une
◦
élévation de 71
au dessus de l'horizon.
Cette orbite est loin d'être optimale, car elle verra Oufti traverser la première ceinture (la ceinture intérieure) de Van Allen, commencant aux alentours
de quelques centaines de kilomètres d'altitude. Les ceintures de radiations de Van
Allen intérieure et extérieure (cfr. Fig 1.4) entourent la Terre à hauteur de l'équateur magnétique et contiennent une grande densité de protons et d'électrons (respectivement) à haute énergie. Ces particules ont une énergie dépassant souvent le
MeV, et proviennent principalement de rayons cosmiques capturés par le champ
magnétique terrestre.
Fig. 1.4 Coupe des ceintures de Van Allen
Sans entrer dans trop de détails, l'on peut dire que les risques pour les composants proviennent de mécanismes de deux sortes :
Les défauts cristallins : induits par les particules subatomiques ainsi que par
des photons de très grande énergie, ils multiplient les centres de recombinai-
CHAPITRE 1.
17
son, neutralisant de la sorte beaucoup de porteurs minoritaires. Cela modie
les propriétés des matériaux, et est d'autant plus vrai que l'exposition est
longue (même si les doses de radiations sont plus faibles).
Les eets ionisants : l'irradiation des transistors MOSFET induit une accumulation progressive de trous dans leur couche d'oxyde. Celle-ci nit par
dégrader leurs performances jusqu'à éventuellement les détruire.
Une manière de procéder pour éviter ces ennuis aurait été d'utiliser des composants dits qualiés spatiaux
. Ces composants sont testés sous des contraintes
sévères, notamment en termes de résistance en température et en pression. Ils sont
en outre renforcés pour limiter au maximum les dégâts liés aux radiations cosmiques. On appelle cela le durcissement . deux types de durcissement existent :
le durcissement matériel et le durcissement logique.
Le durcissement
matériel
consiste à protéger de manière
hardware les circuits.
On les réalise alors souvent sur un matériau isolant, plutôt qu'un substrat semiconducteur. Ces composants supportent souvent des doses de radiations plusieurs
dizaines de fois plus élevées que leur équivalent non durci. A défaut d'utiliser des
isolants , on va essayer d'utiliser des substrats à large bande interdite, pour limiter
les recombinaisons des porteurs. On peut enn recouvrir le circuit de matière absorbant les neutrons (comme le borophosphosilicate), ou encore blinder le boitier,
pour ralentir l'eet de ces radiations.
Le durcissement
logique
consiste à protéger l'information transitant dans les
circuits, en utilisant principalement la redondance. Il est possible d'utiliser des
principes de bits de parité, ou des systèmes plus évolués de redondance
On peut également dédoubler certains circuit de manière
hardware
sof tware.
et travailler
avec un simple principe de vote à la majorité (entre trois circuits véhiculant la
même information par exemple).
Ces composants qualiés spatiaux ont toutefois un inconvénient majeur : leur
prix. Celui-ci peut être de l'ordre de 1000 fois plus élevé que celui des composants
identiques non qualiés. Ces prix vont à l'encontre du principe de base du projet,
qui exige une certaine simplicité et un but éducatif. Le satellite n'a pas vocation
à survivre longtemps dans l'espace ; quelques mois tout au plus. Par conséquent,
utiliser des composants prévus pour durer des années n'aurait pas de sens. C'est
pourquoi aucun composant qualié spatial n'a été utilisé sur le CubeSat. Toutefois, plusieurs composants d'Oufti ont déjà été embarqués à bord du SwissCube ou
3
de Del C , et on va supposer par simple empirisme que ces mêmes composants
CHAPITRE 1.
18
devraient être aussi ables à bord d'Oufti-1.
Le principe de durcissement logique, quant à lui, ne coûte pas grand chose.
C'est pourquoi, dans les circuits logiques, beaucoup de redondance a été utilisée.
Cela a toujours été fait en gardant en tête le compromis de la simplicité. Chaque
composant n'a été dédoublé que si cette redondance lui apportait un gain signicatif au niveau de sa abilité, étant donné que cela impliquait aussi de la complexité.
1.4.2 L'impossibilité de modications
Une particularité évidente du projet est qu'une fois le satellite lancé, il sera
impossible d'y apporter de modication signicative. L'erreur n'est donc pas permise dans beaucoup de décisions, puisque incorrigible.
Une antenne non déployée, un amplicateur insusant, ou une alimentation
défaillante seraient autant d'éléments pouvant compromettre l'entièreté du projet
Oufti. Des tests ont donc été eectués pour tenter de modéliser au mieux le comportement des composants en environnement sévère. La structure a été soumise à
des vibrations, les batteries à des tests en températures, les antennes à des tests
de déploiement, etc.
Malgré ces tests, l'erreur reste possible, et c'est par conséquent un principe de
prudence qui va gouverner beaucoup de nos choix, comme nous le verrons au cours
des chapitres qui suivent.
Entrons à présent dans le vif du sujet, avec l'étude plus approfondie du système
de communication d'OUFTI-1.
Chapitre 2
L'architecture du sous-système
COM
Le sous-système de communication d'Oufti est organisé en deux parties. Il y
a tout d'abord celle qui va traiter le signal, le moduler, le démoduler, et ce sans
jamais jouer sur sa puissance. La seconde partie va amplier le signal et essayer
d'amener aux démodulateurs un signal assez bon que pour être interprété sans
erreur, mais aussi envoyer au sol un signal assez puissant que pour être perçu.
Le système de communication d'OUFTI contient donc aussi sa charge utile
principale. Cette particularité engendre des complications supplémentaires, notamment par le fait que deux canaux de communication supplémentaires viennent
se greer sur le système (un pour la ligne montante, et un pour la ligne descendante).
An de bien comprendre le système, analysons-le suivant une proach
top bottom ap-
. Nous allons ici détailler tout d'abord le D-STAR, une des trois charges
utiles du projet. Nous évoquerons ensuite le protocole AX.25, qui sera utilisé pour
les informations de télécommande et de télémétrie du satellite. Enn nous nirons
avec la balise ( Beacon ), qui servira a envoyer les 12 informations les plus critiques du satellite, dans un fonctionnement simplié au maximum.
Puisque la partie
RF
fait partie du sous-système COM et que le satellite en
lui-même est une véritable toile où beaucoup de sous-systèmes s'interconnectent,
il est important de bien dénir de quoi nous parlons. La gure 2.1 met en évidence
la structure à haut niveau de la COM, et illustre ses connexions avec les autres
sous-systèmes électriques.
Il faut donc dénir qui va faire quoi. Sur la gure 2.1, le bloc RFin devra am-
19
CHAPITRE 2.
L'ARCHITECTURE DU SOUS-SYSTÈME
COM
20
Fig. 2.1 Les canaux de communication d'OUFTI
plier le signal et le diviser an de l'envoyer aux deux transceivers de la COM (un
pour le D-STAR et un pour l'AX.25). Chaque transceiver à l'entrée de la COM
recevra donc le même signal et devra le ltrer pour traiter l'AX.25 d'une part, et
le D-STAR de l'autre, et ce sur une fréquence porteuse en ligne montante autour
de 435 MHz.
La COM et l'OBC se chargeront de tout le traitement du signal, tant au niveau
de la réception que de l'émission. Le signal renvoyé sera alors combiné dans le bloc
RFout pour être envoyé aux antennes.
Deux signaux viendront ici se superposer : d'une part la balise, et de l'autre
la sortie du transceiver qui enverra soit de l'AX.25 (télémétrie), soit du D-STAR,
imprimés en sortie sur une fréquence de 145,95 MHz. L'EPS se chargera de l'alimentation de tous les composants de chaque sous-système. Le présent travail a
pour but de concevoir les blocs RFin et RFout , représentés ici en orange.
An de bien cerner le fonctionnement complet du sous-système COM, la boite
noire OBC + COM de la gure 2.1 est représentée plus en détail dans la gure
CHAPITRE 2.
COM
21
2.2. Gardons toutefois en tête que seuls les composants aux interfaces nous intéressent (à savoir les transceivers ADF 7021), puisque eux seuls seront en contact
avec les chaînes d'émission et de réception RF qui forment l'objet de ce travail.
Fig. 2.2 A l'intérieur de la COM
Si l'on fait le bilan des diérents canaux de communication, et comme on
peut les voir sur la gure 2.1, on retrouve 2 canaux en réception (D-STAR et
AX.25), et 3 canaux en émission (D-STAR, AX.25 et Beacon). Néanmoins, si ceuxci voyagent physiquement sur des lignes distinctes à l'entrée, seuls deux transceivers
sont utilisés en sortie. En eet, il n'y en a qu'un seul pour le D-STAR et l'AX.25.
Ce dernier enverra soit un signal, soit l'autre, à la chaîne d'émission RF, et cela en
fonction des instructions de l'ordinateur de bord. Ces architectures seront détaillées
dans les chapitres consacrés aux chaînes de réception et d'émission RF.
2.1
Le D-STAR
Le D-STAR est un protocole radio-amateur développé par la Ligue Radio-
Japan Amateur Radio League, JARL) il y a environ dix ans,
Amateur Japonaise (
CHAPITRE 2.
COM
22
présentant la particularité de pouvoir envoyer simultanément de la voix et des
données. Il s'agit d'un standard numérique, qui se répand de plus en plus au sein
de la communauté radio-amateur.
2.1.1 Description et utilité
Utilisable sur trois bandes diérentes (VHF, UHF et micro-ondes), ce protocole dénit en outre une méthode de connexion réseau permettant à l'information
de transiter via Internet. Les bandes utilisables sont celles correspondant aux fréquences et aux longueurs d'onde reprises dans le tableau 2.1. Dans le cadre du
projet Oufti, nous n'utilisons toutefois que les bandes VHF et UHF.
Bande
Fréquence
Longueur d'onde
VHF
145 MHz
2 m
UHF
435 MHz
70 cm
Micro ondes
1.2 GHz
23 cm
Tab. 2.1 Les bandes du D-STAR
Il existe deux protocoles standardisés pour le D-STAR.
D'une part, le protocole de voix numérique (DV,
Digital Voice )
possède un
débit de 4.8 kbps et est utilisable sur les trois bandes de fréquence mentionnées ci-avant.
De plus, un protocole de données numériques (DD,
Digital Data ) à haut dé-
bit (128 kbps) peut être utilisé sur la bande des 23m.
Les modulations disponibles pour le D-STAR sont le QPSK et le GMSK. Etant
donné que le seul constructeur grand public d'appareils D-STAR, à savoir
ICOM, utilise la modulation GMSK, c'est cette dernière qui a été retenue pour
être utilisée à bord d'Oufti.
Enn, le D-STAR est conçu pour pouvoir transiter par de multiples réseaux,
parmi lesquels Internet, an de couvrir une surface beaucoup plus large. Les possibilités de routages sont donc nombreuses. On peut en voir quelques unes représentées sur les gures 2.3 à 2.5, et l'ajout d'un relais en orbite multipliera encore
les possibilités de routage. Celui-ci pourra venir s'intercaler n'importe où dans la
chaîne de communication.
CHAPITRE 2.
COM
23
Fig. 2.3 Routage direct ou via un relais
Fig. 2.4 Routage via Internet
Si le D-STAR se révèle très souvent être avant tout un hobby pour les passionnés
de technique, il peut avoir des applications très concrètes. Cela a été démontré lors
de l'ouragan Katrina aux Etats-Unis en 2005, quand des radio-amateurs ont pu
venir en aide aux populations dont les moyens de communications étaient dévastés.
On peut imaginer les possibilités qu'ore un protocole permettant d'envoyer des
données en même temps que de la voix. Citons entre autres la possibilité d'envoyer
des coordonnées GPS de victimes coincées dans des décombres, caves ou autres.
2.1.2 Architecture des transceivers
L'architecture complète de la chaîne D-STAR ne présente pas d'intérêt réel
dans le cadre de ce travail. Néanmoins, certains choix ont eu des répercussions sur
la partie
RF.
la
en réception, et en sortie de celle-ci à l'émission, soit juste aux frontières
COM
Parmi ceux-ci, retenons le choix du transceiver, utilisé en entrée de
avec notre partie.
Les transceivers retenus sont les
ADF7021,
de chez
Analog Devices.
Une vue
sous forme de schéma bloc de leur circuit est représentée à la gure 2.6. Ils sont
CHAPITRE 2.
COM
24
Fig. 2.5 Une combinaison de routages Relais et Internet
intéressants à plus d'un titre.
Ils présentent la particularité de travailler dans les deux bandes de fréquence
qui nous intéressent, avec des fréquences de travail allant de 80 MHz à 650
MHz, ainsi que de 862 MHz à 950 MHz).
Les modulations qui avaient été dénies sont utilisables. Ils supportent le
2FSK, 3FSK, 4FSK et MSK.
Etant donné qu'ils peuvent être alimentés par une tension allant de 2.3V à
3.6V, le bus de 3.3V de l'EPS correspondra parfaitement, et sera donc utilisé.
Il supporte des débits de 0.05 kbps à 32.8 kbps. Nous travaillons à 9.6 kbps.
Il possède un amplicateur faible bruit à l'entrée. Cela pourrait nous éviter
de devoir utiliser un composant externe en plus.
A sa sortie se trouve un amplicateur de puissance, permettant de sortir
des valeurs allant de -16 dBm à +13 dBm (avec toutes les distorsions que
cela engendre). Au vu des tests eectués par les étudiants de la COM, le
taux de distorsion deviendrait trop important au delà de 0 dBm. Il sera donc
important de veiller à ne pas aller trop haut dans le gain de cet amplicateur.
La sensibilité d'entrée de ces transceivers pour la modulation GMSK à 9.6
kbps est de -113 dBm.
CHAPITRE 2.
COM
25
Fig. 2.6 Vue interne de l'ADF7021
Respectant toutes les conditions nécessaires au bon fonctionnement du circuit
de communication d'Oufti, ils ont donc été retenus.
Les fréquences exactes retenues pour l'utilisation du D-STAR, et attribuées
par l'IARU (
International Amateur Radio Union ), sont de 435.045 MHz en liaison
montante et 145.95 MHz en liaison descendante.
2.2
L'AX.25
L'AX.25 a été choisi pour être le protocole de télécommande et télémétrie utilisé
pour Oufti. L'AX.25 a été pensé par des radio-amateurs dans le but de concevoir
un mécanisme de transport able des informations entre leurs terminaux.
2.2.1 Le choix de l'AX.25
En théorie, il eût été possible d'utiliser le D-STAR pour envoyer des commandes
et recevoir des mesures du satellite, mais cela présentait un problème majeur. Qui-
CHAPITRE 2.
COM
26
conque gère un relais D-STAR est obligé d'avoir en permanence la possibilité de
couper les transmissions D-STAR en cas de problèmes, tels des interférences par
exemple. Il s'agit là d'une obligation légale. Il nous aurait dès lors été impossible
de recevoir la moindre information du satellite dans ce cas de gure.
Une autre raison du choix de l'AX.25 pour les TC/TM est l'impossibilité pour
des radio-amateurs de corriger l'eet Doppler (en D-STAR) lié à la vitesse du
satellite depuis leur station. Or, la station de contrôle liégeoise compte bien sur
ces passionnés, suivant de près le projet, pour récolter les informations envoyées
par Oufti lorsqu'il est invisible depuis la Belgique. Le pas de réglage de l'équipement standard des radio-amateurs étant largement supérieur au pas nécessaire
pour corriger l'eet Doppler, cela serait donc impossible pour ceux-ci d'écouter
notre balise, et donc de nous transmettre les informations attendues.
Puisque la collaboration avec les radio-amateurs est aussi un élément clé du
projet, et puisque la abilité du protocole AX.25 n'est plus à prouver, c'est donc
l'AX.25 qui a été préféré au D-STAR pour envoyer les télécommandes et recevoir
les télémétries.
2.2.2 Paramètres du protocole
Une fois de plus, sans entrer dans les détails du sous-système COM qui n'a pas
d'intérêt dans le cadre de ce travail, gardons simplement en tête que les transceivers
utilisés pour traiter l'AX.25 sont les mêmes que ceux utilisés pour le D-STAR. Le
canal de l'AX.25 utilise par contre une modulation de type 2-FSK. Les
ADF7021
sont tout à fait qualiés pour traiter ce type de modulation également. La sensibilité en entrée n'est toutefois pas exactement la même que pour le D-STAR,
puisqu'elle est de -115 dBm pour l'AX.25.
La fréquence retenue en commande pour l'AX.25 se situe dans la bande UHF.
LA fréquence exacte ne sera toutefois pas rendue publique, an d'éviter toute commande inopportune de personnes malveillantes depuis le sol.
Pour ce qui est de la fréquence en liaison descendante de l'AX.25, l'IARU nous
a coné la fréquence de 145,95 MHz. Celle-ci sera par contre rendue publique,
an de permettre à qui le désire de capter les informations du satellite depuis sa
propre station au sol. Il s'agit de la même fréquence que pour le D-STAR. Etant
donné que le satellite n'émettra jamais de signal D-STAR et AX.25 simultanément,
l'utilisation de deux fréquences distinctes n'aurait pas d'utilité.
CHAPITRE 2.
2.3
COM
27
La balise (Beacon)
La balise permettra, une fois le satellite déployé hors du P-POD, de conrmer
le bon fonctionnement de plusieurs sous-systèmes.
2.3.1 Utilité et objectifs de la balise
La balise est la première chose que l'on devrait entendre lorsque Oufti se mettra
a émettre, soit 30 minutes après l'ouverture du P-POD. Elle a pour but d'envoyer
les 12 mesures les plus critiques dont nous avons besoin au sol pour connaître l'état
du satellite. Elle vient se greer à côté de l'AX.25, dans la mesure où elle servira
aussi à envoyer de l'information critique, mais repose sur un système davantage
axé hardware et souvent dédoublé, an de lui orir une abilité optimale.
2.3.2 Architecture interne
Dans cet objectif de abilité maximale, la balise a été construite autour de
deux micro-controleurs
MSP 430
permettant de traiter 8 données chacun. Parmi
ces 8 données, 4 sont présentes sur les deux
MSP 430,
ce qui fait un total de 12
mesures, dont 4 (les plus critiques) sont redondantes. La balise utilisera du code
Morse pour envoyer son information. Le débit choisi est de 12 mots par minute.
C'est une valeur qui permet aux radio-amateurs conrmés de saisir l'information à
l'oreille, et de la décrypter. Il s'agit ici d'une spécicité d'Oufti, qui voulait pouvoir
compter sur un maximum de gens autour du monde pour récolter l'information et
la transmettre à l'Université de Liège.
La balise utilisera elle aussi les transceivers
Analog Devices ADF7021, et fonc-
tionnera à la fréquence de 145,98 MHz.
2.4
Contraintes
En parcourant ce premier chapitre décrivant l'état de la situation et les choix
antérieurs à notre arrivée sur le projet Oufti, nous pouvons déjà dégager plusieurs
problématiques qui seront traitées dans les chapitres à venir.
2.4.1 Puissance en orbite limitée
Si la taille des satellites commerciaux permet une grande surface de panneaux
2
solaires pour alimenter l'appareil, nous sommes limités ici à 5 faces de 100 cm
CHAPITRE 2.
COM
28
chacune. L'interdiction d'emporter le moindre liquide à bord, mais surtout le principe KISS qui nous guide au long du projet, nous empêchent également de prévoir
du carburant, sans lequel nous n'avons pas de possibilité d'orienter le satellite pour
optimiser la production d'énergie par l'orientation des panneaux photovoltaïques.
La puissance disponible pour la liaison descendante est donc fortement limitée, et
les bilans de liaison pas évidents à gérer.
2.4.2 L'écoute de l'AX.25
Il nous était imposé de pouvoir couper les communications D-STAR à tout
moment en cas d'ennui. Plusieurs solutions ont dès lors été envisagées, reposant
sur l'utilisation d'un switch à deux entrées et une sortie. Le satellite aurait alors
écouté brièvement, à intervalles réguliers, si le canal de télécommande AX.25 envoyait un tel ordre.
Après discussion avec les étudiants responsables du sous-système COM, ceux-ci
ont constaté que les ADF7021 étaient capables de distinguer une modulation FSK
d'une modulation GMSK. Un dispositif spécique n'aurait donc plus de sens, puisqu'il susait alors d'envoyer les deux signaux superposés aux deux transceivers,
qui s'occuperaient de ltrer le signal qui les intéresse. Cette opération a alors été
laissée aux bons soins de la COM, après vérication de la faisabilité de ce ltrage
par les ADF7021. L'utilisation d'un switch, avec toutes les distorsions et pertes
que cela apportait, a alors pu être abandonnée.
2.4.3 Contrainte de masse
Les conditions pour bénécier de la possibilité oerte par l'ESA de décoller sur
VEGA sont très strictes et non négociables. La masse en est un exemple tout à fait
concret : le CubeSat ne peut pas peser plus de 1kg, au gramme près. Le centre de
masse du nano-satellite doit obligatoirement se trouver à maximum 2cm du centre
géométrique.
Même si ces contraintes semblent ne pas concerner la RF, une attention toute
particulière doit être portée à la miniaturisation des composants, puisque le bilan
de masse se joue ici au gramme près, et des eorts de tous les sous-systèmes sont
nécessaires pour boucler ce budget.
2.4.4 Contrainte d'espace
Les restrictions concernant la surface disponible sont moins drastiques. Toutefois, les dimensions de la carte
COM
sont d'environ 10cm x 10cm. Sur cette carte
CHAPITRE 2.
COM
29
doivent se trouver les circuits de la RF et de la COM. Sans être trop alarmiste, il
convient tout de même de travailler avec des composants et des circuits imprimés
de taille aussi réduite que possible.
Chapitre 3
Liens avec les autres sous-systèmes
On le perçoit déjà dans les chapitres qui précèdent, une grosse partie du travail
consacré à ce projet fut orienté vers les contraintes imposées. Cela est essentiellement dû aux interactions de notre carte avec les autres sous-systèmes. Si chaque
sous-système est relié plus ou moins directement à tous les autres, nous pouvons
distinguer cinq grandes interfaces, principales sources de contraintes pour notre
sous-système : les antennes, le sol, l'alimentation, l'orientation du satellite, et la
dissipation de la chaleur.
3.1
Les antennes (MECH)
Les antennes ont été conçues lors de l'année académique 2008-2009 par un étudiant, dans le cadre de son travail de n d'études dans une orientation mécanique.
On peut donc supposer que l'étude de caractérisation électrique du monopôle n'a
pas été poussée. Ayant besoin de pouvoir connaître certains paramètres de celleci, il nous a semblé important de nous lancer dans une étude sommaire des deux
monôpôles quart d'onde.
3.1.1 Description des antennes sur le CubeSat
Il a été décidé de travailler avec deux antennes, de type monopôle quart d'onde.
Les raisons de ce choix sont multiples, mais on peut citer le principe
KISS ,
ainsi
que la simple observation empirique que le SwissCube fonctionne avec une ecacité remarquable avec ce type d'antennes, depuis bientôt deux ans. Nous avons
donc été contraints de travailler avec une antenne d'environ 17cm (pour l'UHF à
434 MHz) et une autre de 52cm (pour la VHF à 146 MHz). Ces antennes sont des
nes bandes d'un alliage de Cuivre (environ 97%) et de Beryllium (environ 2%),
appelé
Alliage 190. Il s'agit d'un matériau présentant un excellent compromis entre
30
CHAPITRE 3.
LIENS AVEC LES AUTRES SOUS-SYSTÈMES
31
conduction, poids, élasticité et rigidité, tout en gardant un prix abordable.
La contrainte d'élasticité est due au système de déploiement des antennes. Au
sol, celles-ci sont enroulées sur elles-mêmes, autour d'une structure faite d'aliminium anodisé. Elles sont maintenues dans cette position par un l de Dyneema.
L'éjection hors du P-POD, enclenchera un interrupteur (et cela pour tous les satellites), qui fera démarrer une minuterie. Après 15 minutes, un couteau thermique,
en l'occurrence un l de titane, sera chaué par le passage d'un courant envoyé
par les batteries, et sectionnera le l retenant les antennes. Celles-ci se dérouleront
alors jusqu'à prendre leur forme nale, comme illustré sur la gure 3.1.
Fig. 3.1 Positionnement des antennes sur le satellite
3.1.2 Contraintes et problem statement Ces monopôles quart d'onde présentent un diagramme de rayonnement symétrique, puisqu'ils rayonnent de manière quasi équivalente dans toutes les directions
du plan perpendiculaire à l'antenne. Si cela présente un avantage, cela comporte
également des inconvénients.
Des antennes plus directives auraient permis un gain dans une direction donnée, qui aurait pu être très intéressant pour aider à la réception, à la condition de
pouvoir orienter ces antennes à tout moment. Or, Oufti n'embarque aucun système
de contrôle d'attitude actif. Le seul positionnement que l'on essaye d'obtenir est
en eet l'alignement de matériaux magnétiques sur le champ terrestre, ce qui est
CHAPITRE 3.
32
beaucoup trop imprécis pour orienter correctement une antenne vraiment directive.
Le caractère omnidirectionnel de l'antenne présente par contre un avantage certain quand il s'agit de pouvoir émettre ou recevoir de l'information à tout moment,
puisque l'orientation du satellite n'aura plus beaucoup d'importance.
Néanmoins, il nous a fallu nous contenter d'antennes de gain unitaire, ce qui
nous a obligé à prévoir une réserve de puissance importante disponible pour l'émission.
3.1.3 Inuence du plan de masse sur le diagramme de rayonnement
Une première étude pratique des travaux antérieurs à cette année fut de vérier
à quel point le plan de masse que constitue la structure du satellite (et les panneaux photovoltaïques qui y sont rattachés) allait déformer ou non le diagramme
de rayonnement des antennes. Il convient toutefois de bien mesurer ces propos. Ce
plan de masse ne l'est en eet que virtuellement ; il sera davantage une référence
ottante. Bien que la taille de ce plan de masse soit bien inférieure à la longueur
d'onde la plus petite, la taille des antennes est elle du même ordre de grandeur. Qui
plus est, celles-ci sont placées juste contre ce pseudo plan de masse. Mieux vaut
donc tester directement le prototype, an de savoir l'eet qu'il aura en pratique.
Nous avons donc préparé l'engineering
model d'Oufti à des tests en chambre
anéchoïque.
Relevons avant tout le fait que le monopôle quart d'onde est communément
utilisé sur un plan de masse. Ce plan de masse, que l'on considère souvent inni,
doit être disposé dans le plan perpendiculaire à l'antenne. La théorie veut alors
que toute la puissance soit rayonnée sur un seul coté du plan de masse, comme on
le voit sur la gure 3.2. On y voit le rayonnement théorique d'un monopôle placé le
long de l'axe Z, et dont le plan de masse est celui formé par les axes X et Y. Sur le
satellite, le plan de masse n'est pas perpendiculaire aux antennes, et le diagramme
de rayonnement de ce monopôle sera donc assez particulier. On peut s'attendre
par exemple à ce que la structure rayonne elle aussi. Si la raison pour laquelle on
utilise un monopôle quart d'onde sur Oufti est que cela fonctionne très bien sur le
SwissCube, il n'en reste pas moins qu'il est important de pouvoir caractériser un
minimum son comportement.
Pour mesurer le diagramme de rayonnement du CubeSat, nous avons recouvert
cinq des six faces du cube de plaques d'aluminium, an de représenter l'eet des
CHAPITRE 3.
33
Fig. 3.2 Rayonnement d'un monopôle
futurs panneaux solaires, et avons placé sur la sixième les 2 antennes, ainsi que
le système de déploiement, le tout dans la même disposition que sur la version
nale, comme représenté sur la gure 3.1. Les tests ont été menés dans la chambre
anéchoïque de l'Université de Liège, où l'antenne émettrice était de type Yagi, et
où les antennes du CubeSat étaient disposées en réception. L'utilisation de cette
chambre particulière a été motivée par la présence d'un plateau rotatif d'un côté,
ainsi que d'un bras élévateur de l'autre, nous permettant des mesures dans les
trois dimensions. Nous avons alors mesuré deux diagrammes de rayonnement par
antenne, correspondant aux mesures dans deux plans perpendiculaires, comme on
peut les voir sur la gure 3.3 (rotation A et B). Peu d'importance doit être accordée
aux valeurs absolues indiquées sur les graphes, car le pointage de l'antenne Yagi
a été fait à la main, puisque seule nous intéresse la forme globale du diagramme
de rayonnement. Les valeurs relatives sont donc les seules qui nous importent. Les
résultats se trouvent sur les gures 3.4 à 3.7.
De ces coupes, nous pouvons tirer plusieurs constatations.
CHAPITRE 3.
34
Fig. 3.3 Les deux coupes mesurées
Tout d'abord, on constate que les coupes horizontales des diagrammes ne
semblent pas sensiblement inuencées par le plan de référence, et ce tant pour
l'antenne la plus courte que pour la plus longue. Les courbes quasi circulaires sont
le reet de la théorie.
Pour ce qui est de la coupe verticale, par contre, on observe un déplacement
des minimas d'environ une vingtaine de degrés pour l'antenne la plus courte, et
d'environ 10 degrés pour la plus longue. L'eet du plan de masse est donc plus
important sur l'antenne courte, ce qui est logique au vu de la longueur d'onde plus
faible de celle-ci.
Ailleurs par contre, où l'on pourrait s'attendre à observer un diagramme nul
derrière le plan de l'antenne, on se rend compte que ce n'est pas le cas. Le comportement ressemble davantage à celui d'un dipôle, avec des minimas moins marqués
que ce à quoi l'on pourrait s'attendre. Ces résultats corroborent ceux obtenus par
l'équipe suisse du SwissCube, qui a généré des diagrammes tridimensionnels (dis-
CHAPITRE 3.
35
Fig. 3.4 Antenne VHF, rotation A
Fig. 3.5 Antenne VHF, rotation B
ponibles à l'annexe A) correspondant à ces descriptions.
La raison pour laquelle il n'y a pas de réels zéros dans ces diagrammes, mais
uniquement des minimas, est certainement le rayonnement de la structure, mais
également la géométrie des antennes. Si celles-ci sont toujours représentées rectilignes dans les schémas, elles subissent sur Terre l'eet de la gravité, et leur
CHAPITRE 3.
36
Fig. 3.6 Antenne UHF, rotation A
Fig. 3.7 Antenne UHF, rotation B
élasticité leur permet de plier très nettement. C'est pourquoi il a fallu renforcer
celles-ci an de les rigidier, à l'aide de tuteurs non conducteurs. Toutefois, on a pu
observer des courbures assez nettes sur l'antenne la plus longue, qui a donc capté
un signal relativement intense, même quand elle pointait vers l'antenne émettrice
et que le produit vectoriel aurait donc dû être nul.
CHAPITRE 3.
37
3.1.4 L'adaptation des antennes
Tous les éléments utilisés dans les circuits d'émission et de réception au satellite sont adaptés à 50
Ω.
Ce n'est évidemment pas le cas de l'antenne quart
d'onde, qui a une impédance théorique de 37
Ω.
An d'éviter les réexions intem-
pestives à l'extrémité des antennes dues à une mauvaise adaptation, il faut prévoir
un circuit d'adaptation qui viendra se placer entre chaque antenne et son circuit
respectif. Dans l'optique de rendre un circuit ni, cette valeur théorique ne pouvait
être considérée comme parfaitement exacte, et il convenait de la mesurer. En eet,
nous avons vu lors des tests en chambre anéchoïque que celles-ci ne se comportaient pas réellement comme un monopôle quart d'onde sur un plan de masse.
A ces fréquences, il n'est pas optimal d'adapter un circuit à l'aide d'une longueur de ligne calculée. La manière de procéder qui sera suivie ici consiste à concevoir un circuit passif composé de condensateurs et d'inductances, qui vont non
seulement adapter l'impédance de l'antenne à celle du circuit, mais qui pourront
aussi être vus comme des ltres (passe-bas, passe-haut ou passe-bande).
Pour ce faire, nous avons mesuré le coecient de réexion S(1,1) de chaque
.s1p ainsi récuAdvanced Design System ), dont l'outil
antenne à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel. Le chier péré a été réinséré dans le programme ADS (
Impedance Matching
permet une conception aisée des ltres susmentionnés.
Comme l'illustre la gure 3.8, plusieurs paramètres peuvent être entrés à cette
application. Les principaux en sont :
Le type de ltre (passe-bas, passe-haut ou passe-bande),
La(les) fréquence(s) de coupure du ltre,
Le degré du ltre, duquel va dépendre l'acuité du ltrage sur la bande demandée, mais également le nombre de composants.
Dans notre cas, nous avons préféré l'utilisation d'un ltre passe-bande. En eet,
un simple ltre passe-bas aurait laissé passer la composante continue du signal,
et un ltre passe-haut aurait permis à toutes les fréquences harmoniques de se
propager. Une largeur de bande arbitraire de 40 MHz a été xée.
Les valeurs à entrer sont également celles de 50
circuit, ainsi que le chier .s1p Ω,
soit celle de l'impédance du
de l'antenne à adapter. Ce chier contient en
eet toute l'information nécessaire quant à l'impédance réelle de l'antenne.
CHAPITRE 3.
Fig. 3.8 L'outil
Impedance Matching
38
d'ADS
Une fois ces paramètres rentrés, l'outil nous propose plusieurs solutions, dont
une seule par antenne va être retenue. Ces solutions seront détaillées dans les
chapitres traitant des chaînes de réception et d'émission.
3.2
Les antennes au sol (GND, Ground)
La station au sol est dores et déjà dotée d'antennes directives. La caractérisation
de celles-ci a toute son importance dans les calculs liés au bilan de liaison.
CHAPITRE 3.
39
3.2.1 Description des antennes au sol
Le D-STAR et l'AX.25
Les antennes utilisées au sol se situent au Sart Tilman, à Liège. Il s'agit d'antennes de type X-Quad, un type particulier d'antennes Quad. La polarisation circulaire admise par ce type d'antenne présente un avantage certain sur la polarisation linéaire. En eet, il est impossible d'avoir un produit vectoriel nul entre une
antenne à polarisation linéaire (ce qui est notre cas en orbite) et une antenne à
polarisation circulaire. Cette disposition présente donc un avantage pour la liaison
Terre-Satellite.
La X-Quad est une conception élaborée des antennes quads multi-éléments bien
connues. Ces antennes sont spécialement développées pour les radio-amateurs.
Elles présentent des caractéristiques intéressantes : polarisation très facilement
commutable (horizontale, verticale, circulaire droite ou gauche, diagonale), positionnement au milieu ou en tête de mat, etc.), dont la principale est certainement
un gain très élevé. Cet avantage, lorsque couplé à un système de tracking, les rend
incontournable pour assurer une bonne liaison.
Le dispositif au sol qui va communiquer avec le satellite sur les canaux AX.25
et D-STAR sera composé à terme d'une paire d'antennes X-Quad par canal, toutes
les deux montées sur un bras orientable.
La Balise
Beacon, BCN )
La réception au sol de la balise (
morse mettra a contribution
les radio-amateurs du monde entier. Le centre liégeois des opérations compte sur
cette communauté très dynamique et passionnée pour écouter le satellite lorsqu'il
passera au dessus des régions plus reculées et invisibles depuis la Belgique, an de
lui transmettre ces informations. Le codage morse a expressément été cadencé à
12 mots par minutes, an de permettre aux oreilles entraînées de pouvoir décoder
en direct l'information qui leur arrive.
3.2.2 Tracking
Ces antennes utilisées sur la station au sol sont montées sur un axe rotatif
orientable, an de nous permettre de suivre le satellite (i.e. utiliser une méthode
de tracking
). Les antennes sont dores et déjà opérationnelles sur le toit de
l'Université de Liège, tandis que l'Euro Space Center de Redu a permis d'utiliser
CHAPITRE 3.
40
Fig. 3.9 Antennes X Quad au sol
son système de tracking comme système de réserve, si celui de Liège venait à faillir.
3.3
L'alimentation électrique (EPS, xEPS)
Le sous-système de l'alimentation électrique du satellite a la particularité d'être
dédoublé à bord. A côté de l'EPS testé et éprouvé par nos prédécesseurs du SwissCube, entre autres, Oufti embarquera un nouveau type de système de puissance
xEPS ),
électrique expérimental (
carte utilisée (EP S ou
COM
xEP S ),
qui sera quant à lui digital. Quelle que soit la
les contraintes qui concernent notre sous-système
seront les mêmes. Elles sont importantes, et il convient de s'y arrêter un
instant.
3.3.1 Contraintes de puissance
Comme dit précédemment, le satellite n'est pas orientable en orbite. Cela a de
l'inuence sur l'orientation des antennes, mais également sur celle des panneaux.
Dix panneaux solaires (deux par face sur cinq faces) cohabiteront sur Oufti, mais ne
seront jamais tous illuminés en même temps (puisque certaines paires sont disposées sur des faces opposées). Le satellite passera également par des zones d'éclipse
sur une partie de son orbite, derrière la Terre, pendant lesquelles on aimerait le
CHAPITRE 3.
41
garder fonctionnel. Plus que la puissance, c'est l'énergie disponible qui doit donc
être susante. Il a donc été décidé d'utiliser des batteries. Faisant l'objet de toute
une étude du responsable du sous-système
teries
KOKAM SLB603870H
T HER, le choix s'est porté sur les bat-
ayant une énergie disponible de 1500 mAh. On voit
directement le compromis à faire entre puissance d'émission et temps d'utilisation.
Cette contrainte sera cruciale dans la manière d'aborder et de valider l'amplication de sortie du satellite. Deux batteries de ce type seront embarquées, mais il
faut garder en tête que des systèmes de protection les empêcheront de se charger et
se décharger totalement, ce qui nous oblige à considérer une énergie pratiquement
divisée par deux par rapport à la simple addition des énergies théoriques.
3.3.2 Contraintes sur les tensions d'alimentation (3.3V, 5V,
7.2V)
Le travail du sous-système
EP S
est de pouvoir délivrer des tensions d'alimen-
tation stables et sécurisées pour les composants du satellite. Il était donc essentiel
pour les étudiants travaillant sur le projet de déterminer au plus vite les tensions
à délivrer par les
premier
bus
bus
de l'alimentation. Trois tensions ont alors été préférées : le
fournit du 3.3V, le deuxième du 5V et le dernier du 7.2V.
Les deux premières valeurs sont assez logiques quand on imagine ces
bus
des-
tinés principalement à alimenter les éléments de faible puissance de l'OBC ou de
la
COM .
Il s'agit là de valeurs tout à fait standard.
La valeur de 7.2V peut sembler plus étrange, car beaucoup moins courante.
Elle résulte en fait d'un compromis. Il faut avant tout savoir que les cellules solaires sont utilisées par deux, en série. Comme on peut le voir sur la gure 3.10
représentant le courant en fonction de la tension de sortie d'une cellule photovoltaïques du satellite, il nous était impossible de monter à 12V (autre tension très
fréquente pour l'alimentation de dispositifs de puissance), si l'on ne voulait tomber
dans des rendements catastrophiques, ou s'approcher trop de la zone de chute de
puissance. A contrario, utiliser une tension plus basse aurait mené à jouer avec
des courants importants pour de si petits dispositifs. Le 7.2V étant une tension
que l'on retrouve de temps à autre, c'est celle là qui a été choisie. On obtient cette
valeur en misant sur la mise en série de deux cellules de 3.6V en série.
Le bus à 7.2V a donc été spécialement conçu pour être utilisé en alimentation
des éléments de puissance pour l'émission, et il a fallu s'y adapter. La solution trouvée sera détaillée dans le chapitre sur la chaîne de puissance d'émission du satellite.
CHAPITRE 3.
42
Fig. 3.10 Courbe courant-tension des panneaux solaires
3.4
L'orientation des aimants (ADCS)
Comme cela a déjà été expliqué plus haut, le système de contrôle d'attitude
est purement passif. Il peut être résumé par un coup d'oeil à la gure 3.11. On y
voit un aimant et deux barreaux de matériau hystérétique.
L'aimant devrait permettre au CubeSat de s'aligner sur le champ terrestre.
Les matériaux hystérétiques disposés perpendiculairement serviront à stabiliser le
satellite an de réduire très signicativement ses rotations sur lui-même. Au nal,
on devra avoir un satellite qui sera orienté comme illustré sur la gure 3.12, où la
direction de la èche serait parallèle à l'axe du barreau aimanté.
La question qui se pose est de savoir comment placer l'aimant par rapport à la
face où se situent les antennes an d'optimiser les communications Terre-Satellite.
A la lumière de l'étude menée en chambre anéchoïque, on disposait des éléments
nécessaires pour répondre à la question. L'objectif est qu'aucun des minima des
deux antennes ne soit pointé en permanence vers la terre. Il est inévitable de voir
ces minima s'en rapprocher, vu l'instabilité du satellite même après un certain
CHAPITRE 3.
43
Fig. 3.11 Disposition des aimants dans le CubeSat
Fig. 3.12 Orientation d'Oufti autour de la Terre
temps en orbite, mais il est en tout cas indispensable de ne pas encourager cette
disposition avec l'aimant.
CHAPITRE 3.
44
Analysons la situation de manière qualitative. Aligner l'aimant sur l'axe d'une
des antennes, condamne l'axe de celle-ci à pointer vers la Terre pendant une
bonne partie du temps, principalement sur les pôles nord et sud, mais favorise
son orientation quand l'orbite est à hauteur de l'équateur. La seconde antenne
tournerait alors autour du satellite et passerait ponctuellement par des zones de
non-communication avec la Terre. Placer l'aimant perpendiculairement aux deux
antennes revient à ne jamais avoir de longs passages mal orientés, mais pourrait
causer des interruptions récurrentes de même type que pour la deuxième antenne,
pour les deux antennes.
Au vu de ces observations, il a été conseillé de placer l'aimant dans l'axe de
l'antenne d'émission d'Oufti. On ne peut se permettre en eet de ne pas savoir
contacter le satellite pendant tout son passage au dessus des pôles (pour les raisons
de sécurités abordées au premier chapitre). Qui plus est, peu de gens l'utiliseront
dans ces zones peu habitées, au vu de la taille du
f ootprint
du satellite, d'où la
non-nécessité de pouvoir émettre parfaitement. Par contre, sa bonne orientation
sera cruciale quand il s'agira d'envoyer les informations via la balise ou la télémétrie une fois en visibilité depuis des terres habitées.
Gardons bien en tête qu'il s'agit aussi sur la gure 3.12 d'une vue simpliée.
Le satellite ne sera jamais exactement aux pôles, et on peut espérer une bonne
réception quasi constante, puisque le minimum des antennes ne devrait jamais
stagner sur une région, vu sa vitesse de rotation et son altitude.
3.5
La dissipation de la chaleur (STRU)
Les chaînes de réception et d'émission du signal RF vont être pourvues d'amplicateurs. Ceux-ci n'ont jamais un rendement de 100 %, et il est donc important
dans le cadre de ce projet de prévoir l'inuence que cela aura sur le reste du satellite.
Cette énergie perdue est en grande partie dissipée en chaleur. Et dissiper plusieurs centaines de milliwatts ne peut être négligé quant on sait que les tempé◦
◦
ratures attendues au long de l'orbite oscilleront déjà entre -60 et +80 environ,
selon que le satellite soit dans une période d'éclipse ou non.
Les batteries, tout comme certains éléments du circuits, ne tolèrent pas de
chaleur supplémentaire. Dès lors, il a fallu choisir en accord avec la personne en
charge du sous-système
ST RU
un emplacement optimal pour les amplicateurs,
et à priori principalement pour l'amplicateur de puissance en sortie.
CHAPITRE 3.
45
Après concertation avec celui-ci, il semblerait que la dissipation de chaleur soit
optimale quand le transistor se situe à un des quatre coins de la carte COM. A
défaut d'un placement sur un des coins, les recommandations sont de placer l'amplicateur au plus près des bords de la carte, et donc d'éviter le centre de celle-ci.
L'utilisation d'un dispositif d'évacuation de la chaleur sera peut-être à envisager,
toujours en gardant en tête la problématique du poids qu'il induirait, en fonction
du rendement de l'amplicateur de sortie utilisé.
La gure 3.13 représente les recommandations de placement de l'amplicateur
de puissance de sortie. Le gradient de couleur allant du vert vers le rouge indique
dans l'ordre décroissent le positionnement idéal de celui-ci sur la carte COM.
Fig. 3.13 Recommandation de positionnement de l'amplicateur
3.6
Tableau récapitulatif des contraintes
Reprenons ici rassemblées dans le tableau 3.1 les contraintes liées à tous les
sous-systèmes et au caractère spatial du projet, citées jusqu'ici.
CHAPITRE 3.
Origine de la contrainte
Essence de la contrainte
46
Importance pour
notre sous-système
Caractère spatial du projet
Standard CubeSat et ESA
Sous-système MECH
Sous-système EPS, xEPS
Sous-système STRU
Radiations
Moyenne
Impossibilité des modications
Elevée
Poids < 1kg
Faible
Position du Centre de masse
Faible
Espace limité
Faible
Antennes non directives
Moyenne
Plan de masse non optimal
Moyenne
Bus 3.3V, 5V ou 7,2V
Elevée
Puissance très limitée
Elevée
Dissipation de la chaleur
Faible
Tab. 3.1 Résumé des contraintes du projet
Chapitre 4
La chaîne de réception RF
Comme cela a été décrit dans le premier chapitre, le présent travail a pour
but de concevoir deux entités distinctes de la carte de communication de Oufti. Il
semble dès lors logique de commencer par évoquer le début de la chaîne de réception
du satellite (le bloc
RFin ),
et de laisser au chapitre suivant la n de la chaîne de
transmission. Ce chapitre résume donc les calculs préliminaires, les procédures de
sélection des composants et justie le choix de l'architecture proposée pour ce bloc,
qui sera le premier à traiter le signal derrière l'antenne UHF du satellite.
4.1
Rappel des contraintes historiques du pro jet
OUFTI
Avant d'analyser de manière très concrète et chirée le bloc
RFin ,
il semble
utile de résumer quelques éléments qui pourront déterminer certains de nos choix,
ou guider nos recherches.
Le premier élément à prendre en compte est le niveau de signal requis à
l'entrée des démodulateurs an qu'ils puissent recevoir celui-ci au-dessus du
bruit. Nous l'avons dit, les transceivers utilisés sont les
Analog Devices.
ADF 7021,
de chez
En 2-FSK avec le taux de transmission de 9.6 kbps qui
est le notre, la sensibilité typique annoncée est de -114 dBm. Un bilan de
liaison a donc été fait, qui est présenté au point suivant, an de vérier cette
condition essentielle.
Une autre valeur cruciale dans les canaux de transmissions est le rapport
signal à bruit (ou
SN R).
Celui-ci calcule dans quelle mesure le bruit qui
vient s'ajouter au signal aura un impact sur la qualité de la réception, tenant compte du fait qu'il peut être source d'erreur, et qu'à un certain point,
47
CHAPITRE 4.
48
LA CHAÎNE DE RÉCEPTION RF
la norme du bruit n'est plus négligeable devant celle du signal.
Il a fallu ici contacter les personnes en charge de la démodulation sur la
carte
COM .
Selon les mesures eectuées par eux sur les canaux D-STAR et
−3
AX.25, et avec un Bit Error Rate toléré de l'ordre de 10 , on obtient les
valeurs reprises dans le tableau 4.1.
Protocole
SNR
D-STAR
7.3 dB
AX.25
Tab. 4.1 Les
SN R
5 dB
requis par les
ADF 7021
Ces valeurs auront toute leur importance dans la sélection des composants
de la chaîne de réception, comme nous le verrons au point
ad hoc.
Enn, la dernière contrainte qui nous était imposée était que le satellite
puisse écouter en permanence le canal de télécommande. C'est là une obligation xée par des législations an de pouvoir ordonner à Oufti de couper ses
transmissions en cas de problèmes tels que des interférences, etc. Cette obligation revenait donc à nous imposer d'être capable de recevoir deux signaux
de manière simultanée en orbite, en l'occurrence le D-STAR et l'AX.25.
4.2
Bilan de liaison
Au regard de toutes les informations récoltées jusqu'ici, l'établissement d'un
bilan de liaison pour la liaison montante est une étape charnière entre la théorie
(les calculs et les contraintes) et la pratique (le choix des composants et leur validation). La réalisation ou non de ce bilan va dépendre d'une foule de facteurs,
parmi lesquels le choix des antennes, la puissance d'émission au sol, le
SN R
au
satellite, l'orbite de celui-ci, etc.
Un bilan de liaison simplié peut être fait à l'aide de l'équation des télécommunications de Friis. Celle-ci arme que :
λ 2
Pr
= Gr Gt (
)
Pt
4πR
où :
(4.1)
CHAPITRE 4.
49
Gt
est le gain linéaire de l'antenne d'émission,
Gr
est le gain linéaire de l'antenne de réception,
Pt
est la puissance en Watt délivrée à l'antenne d'émission (pertes d'adap-
tation et rendement non compris),
Pr
est la puissance en Watt collectée à l'antenne de réception (pertes d'adap-
tation et rendement non compris),
R
est la distance séparant les deux antennes,
λ
est la longueur d'onde de travail.
Cependant, cette équation est basée sur certaines hypothèses qui ne peuvent
être validées dans le cas de notre application. Elle suppose que les antennes sont
parfaitement alignées (et que donc la polarisation linéaire n'a aucune inuence), et
ne tient pas en compte les réexions multiples, les obstacles, etc. Les atténuations
dues à l'atmosphère et aux éventuelles diractions ne sont pas intégrées au calcul
également.
C'est pourquoi ce bilan de liaison, an qu'il soit aussi précis que possible, a
été calculé à l'aide d'un script Excel (disponible sur le CD-ROM en annexe) édité
par des membres de l'AM SAT et déjà utilisé par les ingénieurs du SwissCube.
Les valeurs clés du calcul du bilan doivent y être entrées, et le script fournissait
en sortie une page récapitulative du bilan de liaison. Puisque ce bilan dépend très
largement de la modulation utilisée et de la fréquence de travail, on comprend tout
de suite qu'il faudra en faire deux en liaison montante, soit un pour le D-STAR et
un pour l'AX.25.
Un de ces bilans de liaison est montré à la gure 4.1. Il s'agit de celui correspondant au canal de télécommande et télémétrie (AX.25), en utilisant une fréquence
de 435 MHz (donc en liaison montante) et des antennes de type X-Quad, telles
que celles qui suivront notre satellite après son lancement.
Même si ce script a déjà été utilisé avec succès, il convient tout de même de vérier quelques valeurs-clé, an de s'assurer de la plausibilité du résultat. Certaines
valeurs méritent par ailleurs quelques commentaires.
Les valeurs de pertes dues au pointage de l'antenne au sol et au satellite
CHAPITRE 4.
50
Fig. 4.1 Bilan de liaison pour le canal AX.25
ont été calculées sur base d'une déviation de 5
◦
du tracking par rapport à la
position exacte du satellite, et d'un angle entre l'antenne et le vecteur de la
CHAPITRE 4.
51
◦
station au sol de 45 , soit une valeur moyenne autour de laquelle nous nous
trouverons toujours. Les pertes calculées ici n'ont rien de surprenant.
Le gain d'antenne est très élevé pour la station au sol, ce qui est bien une
caractéristique des antennes de type X-Quad.
Les pertes en espace libre sont très élevées, et basées sur la distance moyenne
entre le satellite et la Terre en fonction de ses points d'apogée et de périgée.
La valeur de 153.4 dB n'est pas étonnante au vu de la distance de plusieurs
centaines de kilomètres à parcourir.
Le facteur de bruit du LNA étant annoncée à 0.5 dB, on observe une température de bruit intéressante pour ce premier étage d'entrée. Mais les composants
qui viennent s'ajouter ensuite sont moins ecaces et vont faire remonter la
valeur (le second amplicateur de la chaine de réception a par exemple un
facteur de bruit estimé à 3.3 dB à 500 MHz).
On observe une marge de signal faible. Toutefois, il nous est encore ici possible
de jouer sur les puissances d'émission, puisque les ressources ne sont pas limitées
au sol. Le réel problème se posera donc pour la liaison descendante, qui sera abordée dans le chapitre suivant.
En conclusion de ce calcul de bilan de liaison, on remarque que le rapport
25.9 dB et que l'intensité du signal reçu par Oufti
-136.1 dBW, soit -106.1 dBm. L'ensemble des récapitulatifs des
signal a bruit obtenu est de
sera d'environ
bilans de liaison est disponible en version Excel sur le CD-ROM accompagnant la
version papier de ce document.
4.3
Architecture choisie (sélection et procédures
de validation)
Pour la conception du circuit de réception, deux parties se dessinent déjà au
travers des paragraphes qui précèdent : l'amplication et la division du signal.
Au vu des valeurs des pertes, on devra amplier le signal de manière signicative, et en réduisant au mieux le bruit reçu à bord. L'utilisation d'un amplicateur
Low Noise Amplier, LNA) s'impose alors. Mais un gain d'environ
à faible bruit (
25 dB semble utopique pour un seul étage amplicateur. La possibilité d'un second
étage d'amplication n'est donc pas à exclure. Il faudra ensuite diviser le signal en
CHAPITRE 4.
52
deux, en limitant au mieux les pertes d'insertion ainsi que la réexion du signal.
Voici les composants sélectionnés, ainsi que les procédures de validation qu'ils ont
subis an de pouvoir être montés dans la chaîne de réception.
4.3.1 L'amplicateur faible bruit
L'importance du LNA
Le choix du LNA dans une chaîne de réception est très critique. En eet, de
la formule de Friis (formule 4.2), on déduit que la gure de bruit d'un circuit de
réception tel que le nôtre est principalement conditionnée par le premier étage.
FT otal = F1 +
F4 − 1
F2 − 1 F3 − 1
+
+
+ ...
G1
G1 G2
G1 G2 G3
(4.2)
où Fn et Gn sont le facteur de bruit et le gain en puissance, respectivement, du
ieme
étage.
n
An d'amplier au maximum, en évitant au mieux le bruit, les LNA utilisent
souvent des transistors basés sur les technologies JFET ou HEMT. Ils concèdent
une partie de leur ecacité énergétique, an de minimiser le bruit. Des circuits
d'adaptation plus serrés autour de la fréquence, et évitant l'utilisation de résistances, permettent une amélioration du produit Gain-Bande passante. An de
conserver toute l'information contenue dans les très faibles signaux, l'utilisation
de résistances de polarisation de grandes valeurs est privilégiée.
Le choix du composant
Au vu des LNA présélectionnés lors des premières recherches, un seul sortait
réellement du lot. Il s'agit d'un dispositif de chez
HMC616LP3E.
Hittite Microwave Corporation, le
Plusieurs caractéristiques ont retenu notre attention et ont étayé
notre choix.
Cet amplicateur à faible bruit fonctionne dans la bande de fréquences
175MHz-660MHz, ce qui situe notre fréquence de fonctionnement (pour rappel, 435MHz en réception) en plein milieu de la bande mentionnée.
Il fonctionne sous des tensions d'alimentation de 3 à 5V. Cela nous laisse
donc la possibilité de l'alimenter en 3.3V ou en 5V, en fonction de la puissance disponible restante sur ces bus, et en coordination avec la personne en
charge de l'EPS.
CHAPITRE 4.
53
Le gain annoncé est très grand, de l'ordre de 24 dB
typique
sous 5V. Son
facteur de bruit de 0.5 dB annoncé est également très bon.
Ses dimensions sont extrêmement réduites : 9mm
2
seulement. Le poids est
donc pratiquement négligeable.
Enn, il est adapté, comme le reste du circuit le sera, à 50 Ohm, ce qui n'est
pas surprenant mais mérite d'être vérié et précisé.
Il est donc possible de l'alimenter sous deux tensions diérentes : 3.3V ou 5V.
La gure 4.7 où sont représentées les performances du composant en fonction de
leur tension d'alimentation DC, indique que les diérences sont minimes, que l'on
alimente le dispositif en 3.3V (comme représenté en vert sur le graphe) ou en 5V
(comme tracé en bleu). Dès lors, puisque le courant d'alimentation Idd observé à
la source d'alimentation lors des tests en laboratoire est de 45 mA pour le 3.3V
et 90 mA pour le 5V, on économiserait beaucoup en puissance à utiliser le bus 3.3V.
Fig. 4.2 Paramètres S en fonction de la tension d'alimentation
CHAPITRE 4.
54
Toutefois, pour des raisons propres à l'EPS, et liées à un problème de stabilité
de l'alimentation, il n'était plus possible de puiser de puissance dans le bus 3.3V,
et le LNA devra donc être alimenté en 5V, malgré la grosse perte d'énergie que
cela implique.
La validation du composant
An de conrmer les valeurs annoncées par le constructeur, des mesures ont
été eectuées en laboratoire. Les résultats des tests sont représentés sur les gures
4.3 à 4.6.
Fig. 4.3 Coecients de réexion en entrée du HMC616LP3+
On y voit qu'ici aussi, les graphes des valeurs mesurées (en rouge sur les
graphes) sont très proches de ceux du constructeur (en bleu). Les valeurs aux
plus hautes fréquences s'écartent davantage, probablement à cause d'eets parasites d'inductances ou de capacités, qui prennent toute leur importance à ces fréquences. Néanmoins, à 435 MHz, notre fréquence de travail en liaison montante,
les graphes correspondent bien, et les valeurs des paramètres S obtenus sont tout
à fait intéressantes pour notre application.
Comme prévu lors de l'observation des graphes du constructeur, et comme on
l'observe facilement sur les deux courbes rassemblées sur la gure 4.7, l'utilisa-
CHAPITRE 4.
55
Fig. 4.4 Transmittance inverse du LNA
Fig. 4.5 Gain direct du LNA
tion du bus de 3.3V n'aurait pas une grande inuence sur les performances du
dispositif. Par contre, la consommation de courant (et donc de puissance) serait
signicativement réduite.
CHAPITRE 4.
56
Fig. 4.6 Coecients de réexion en sortie du HMC616LP3+
Le tableau 4.2 reprend les valeurs des paramètres S du montage LNA mesurées, ainsi que celles annoncées par le constructeur, à la fréquence de travail (pour
rappel : 435 MHz).
435 MHz
Mesures 5V
Constructeur 5V
Mesures 3.3V
Constructeur 3.3V
S11
-11.62
-15.08
-13.11
-15.18
S12
-24.2
-25.52
-23.36
-24.73
S21
19.56
20.54
19.01
19.52
S22
-11.18
-9.49
-12.31
-9.27
Tab. 4.2 Paramètres S (en dB) mesurés et annoncés
On y voit des transmittances directes et inverses proches de celles annoncées,
tandis que les coecients de réexion sont sensiblement plus écartés. Nous pouvons
en déduire que les éléments parasites du circuit autour du LNA ont empêché une
adaptation optimale de celui-ci à 50
typique de l'ordre de 19 dB.
Ω.
On peut néanmoins s'attendre à un gain
CHAPITRE 4.
57
Fig. 4.7 Gain du LNA en fonction de la tension d'alimentation
4.3.2 Filtrage et adaptation
An de ne pas envoyer aux transceivers des composantes harmoniques hors de
la bande de fréquence du canal de communication, et donc d'éviter notamment
les harmoniques, il convient de prévoir un ltre en sortie du LNA. Celui-ci devra
être aussi centré autour de la fréquence de 435 MHz, et avoir une raideur susante.
Par ailleurs, les composants utilisés pour ltrer le signal auront une deuxième
vocation : celle d'adapter l'antenne au circuit à 50
Nous avons donc utilisé l'outil Ω.
Impedance Matching
d'ADS comme men-
tionné plus haut. Nous avons commencé par utiliser un ltre passe-bande d'ordre
N = 3, et aux fréquences de coupures inférieure et supérieure de 430 et 440 MHz,
respectivement. Une fois la première solution proposée par le programme, il a fallu
aner celle-ci, en précisant la fréquence centrale du ltre. Après avoir entré la
fréquence de 435 MHz, et avoir optimisé le modèle, la solution proposée était celle
représentée sur la gure 4.8. Celui-ci engendrerait la réponse représentée à la gure
4.9.
Puisque l'abscisse du graphe à la gure 4.9 va de 430 à 440 MHz, on observe
une certaine stabilité de la réponse autour de la fréquence centrale de 435 MHz.
CHAPITRE 4.
Fig. 4.8 Le circuit proposé par ADS
Fig. 4.9 La réponse du ltre passe-bande recommandé par ADS
58
CHAPITRE 4.
59
Maximum Passband
Error ) de 0.00 dB à 435 MHz, et d'environ 0.02 dB pour l'intervalle 430-440 MHz.
Mieux encore, le programme annonce une erreur maximale (
Etant donné la largeur de la bande des canaux D-STAR et AX.25 (environ 20
kHz), cette stabilité convient tout à fait.
Avec ces valeurs de ltre, le coecient de réexion à l'entrée du ltre est vraiment inme (inférieur à -70 dB), comme on peut le voir sur la gure 4.10.
Fig. 4.10 Coecient de réexion avec les valeurs non arrondies
Les valeurs des composants proposés sont par contre peu communes, et dans un
souci de simplicité, nous les avons remplacées par les composants repris au tableau
4.3, avant de tester l'ecacité du ltre ainsi constitué.
Le résultat de la simulation d'un ltre avec les valeurs choisies est présenté à
la gure 4.11. On y voit que si la fréquence centrale s'est déplacée à 434 MHz,
la largeur susante de la bande passante permet d'avoir une valeur du coecient
de réexion de -42 dB à 435 MHz. Pour une si faible modication des valeurs,
cette variation est énorme, mais une telle atténuation reste cependant largement
susant pour notre application. Ce coecient n'excède jamais les -35 dB pour la
bande 430 - 440 MHz, et le pic, s'il peut sembler fort raide, devrait être tout à
CHAPITRE 4.
60
Référence du composant
Composant recommandé
Composant sélectionné
L
240.86 nH
240 nH
C1
560.34 fF
560 fF
C2
24.30 pF
24 pF
C3
42.98 pF
43 pF
Tab. 4.3 Composants du ltre passe-bande de la chaîne de réception
fait réalisable à notre fréquence, tant l'échelle de l'abscisse sur cette gure est large.
Fig. 4.11 La réponse du ltre passe-bande modié
Notons au passage que ces valeurs ont été calculées en ajoutant au paramètre
S(1,1) mesuré à l'antenne UHF du satellite, un cable coaxial de la largeur standard
SMA), et d'une longueur approximée à
des connecteurs coaxiaux SubMiniature A (
5 cm. Celui-ci sera en eet placé derrière l'antenne, et reliera celle-ci au LNA d'entrée. Ce composant a donc été ajouté dans les simulations, pour plus de véracité.
Les diamètres utilisés étaient de 1mm pour le conducteur, de 4mm pour l'intérieur
du conducteur extérieur (la masse), et de 6.5mm pour l'extérieur de ce dernier. Si
la largeur ou la longueur du cable coaxial utilisé sur le prototype nal devaient
CHAPITRE 4.
61
s'avérer signicativement diérentes, il conviendrait de réexaminer la valeur des
composants an d'être bien certain que cela n'inue pas de manière excessive sur
le taux d'onde stationnaire ici validé.
Cependant, pour les raisons de bruit évoquées au début de ce chapitre, il faudra
veiller à approcher au maximum le LNA (et donc le début de la chaîne de réception)
en entrée du circuit RF Front End
de l'antenne UHF. Les résistances situées
en amont de celui-ci introduiront non seulement des pertes, mais également un
bruit non négligeable dans le système. Dans l'espace, le bruit perçu par l'antenne
sera inférieur à celui de l'antenne terrestre dirigé vers le ciel. La Terre, si elle est
davantage source de rayonnement que l'espace, ne remplit en eet qu'une très faible
partie de l'espace vu par l'antenne du satellite, très peu directive. Le bruit
perçu par l'antenne est le résultats de la composante de la Terre et de cellle de
l'espace qui l'entoure, chacun multiplié par un coecient proportionnel à l'espace
qu'ils occupent dans l'espace visible de l'antenne. Or ici, l'antenne percoit la
Terre comme une toute petite partie de sa zone visible, et son bruit sera donc plus
faible qu'il ne l'aurait été si l'antenne était directionnelle et pointée sur la Terre.
Toutefois, ce bruit capté avant l'amplicateur à faible bruit, si faible soit-il, sera
lui aussi amplié et viendra dégrader le signal envoyé aux démodulateurs.
4.3.3 Le deuxième étage d'amplication inclus dans ADF
Comme cela a été dit plus haut, les transceivers
ADF 7021
possèdent un ampli-
cateur à faible bruit intégré. Le gain de celui-ci pourra servir à assurer un bilan de
liaison optimal, puisqu'il va amplier le signal en entrée des démodulateurs. Cela
permet par la même occasion d'assurer avec un maximum de certitude la liaison.
Cependant, comme on peut le voir dans la che technique du constructeur,
plusieurs modes existent pour gérer l'amplication et la linéarité du dispositif. Le
tableau 4.12 représente les six modes possibles, congurables digitalement.
On constate qu'il y a un compromis à faire entre gain et linéarité. La question
est donc de savoir de quoi nous avons le plus besoin dans le cadre de cette application particulière.
Le bilan de liaison a été fait sans tenir compte de cet amplicateur supplémentaire. Par conséquent, l'amplication supplémentaire engendrerait une consommation supplémentaire néfaste pour le budget de puissance. Il convient dès lors
d'éliminer les solutions gain seraient superus.
High Gain
et Mode (Default) ,
dont les 30 dB de
CHAPITRE 4.
62
Fig. 4.12 Les modes du LNA de l'ADF
Pour ce qui est des possibilités de faible ou moyen gain, à consommation égale,
Third-
la décision pourrait être prise sur base des exigences quant à la distorsion (
order intercept point, IP3 ).
Puisque la puissance d'entrée estimée par le bilan de
liaison est inférieure à -130 dBW, le problème de la distorsion ne se pose pas. La
sensibilité est par contre plus importante dans la solution Medium Gain
et
c'est donc celle-là que nous préférerons pour l'application donnée.
On aura donc 10 dB d'amplication, tout en conservant une distorsion très
limitée avec un IP3 à -13.5 dBm en entrée, une sensibilité de -112 dBm et une
consommation de 22.1 mA, que le bus de 3.3V pourra vraisemblablement fournir.
Il semble toutefois important de souligner le fait que le mode par défaut de
l'ADF7021 fonctionne avec un gain de 30 dB. Si, à l'avenir, les mêmes transceivers
devaient être utilisés dans une version ultérieure d'Oufti, l'utilisation de ce seul
LNA devrait être étudiée. Il faudrait valider la susance de ce seul LNA en entrée,
ce qui pourrait peut-être permettre de simplier encore la structure de réception
ici proposée, en enlevant le LNA supplémentaire ajouté en tout début de chaîne.
4.3.4 Le power splitter
La sélection du composant
Les critères de sélection du dispositif qui aura pour charge la division de la
puissance ampliée par les deux étages d'amplication étaient les suivants :
Le dispositif devait être adapté à 50 Ohm.
Il devait fonctionner à la fréquence montante utilisée (ici 435 MHz).
CHAPITRE 4.
63
Il devait présenter une bonne isolation entre ses deux ports de sortie, an
d'éviter de renvoyer de la puissance et endommager de la sorte le signal de
réception.
Il fallait enn que les pertes liées à l'insertion du dispositif dans la chaîne de
réception soient limitées au maximum, puisque l'on sait que le bilan de liaison, bien que moins critique en liaison montante que descendante, nécessite
toujours une attention particulière.
C'est un composant de chez Minicircuits qui a été sélectionné, en l'occurrence le
Power Splitter & Combiner ADP-2-1W+. On constate à la lecture de la datasheet
qu'il semble taillé pour ce genre d'applications, parce qu'il répond à toutes les
exigences susmentionnées.
La validation du composant
Ici aussi, un circuit a été réalisé sous ADS, puis testé à l'analyseur vectoriel,
pour mesurer les valeurs critiques de transmittance et de réexion du composant
sélectionné. Les résultats principaux sont représentés aux gures 4.13 à 4.15. En
rouge gure à chaque fois le graphe basé sur les chires du constructeur. En bleu
à la même échelle, se situent les données mesurées.
Les données des paramètres S à 435 MHz sont reprises dans le tableau 4.4.
435 MHz
Mesures
Constructeur
S11
-20.71
-19.06
S12
-3.48
-3.42
S13
-3.42
-3.41
S21
-3.48
-3.48
S22
-24.28
-23.42
S23
-23.54
-22.65
S31
-3.43
-3.41
S32
-23.67
-22.65
S33
-24.50
-23.22
Tab. 4.4 Paramètres S (en dB) mesurés et annoncés
Les valeurs des transmittances reprises dans le tableau 4.4 sont comprises entre
-3.42 et -3.48 dB au lieu des -3 dB attendus pour une division d'un signal en deux
CHAPITRE 4.
64
Fig. 4.13 Les transmittances vers la première sortie du Splitter
parties identiques. Les pertes liées à l'insertion du dispositif dans la chaîne sont
donc comprises entre 0.42 et 0.48 dB.
4.4
Circuit de réception complet
Le circuit de réception complet, rassemblant tous les éléments étudiés et testés
ci-avant, est représenté à la gure 4.16. Une liste complète des composants nécessaire à sa réalisation est disponible à l'annexe B. Les plans dénitifs ne sont pas
donnés, et ce de manière intentionnelle, puisque l'intégration de ces composants
devra se faire sur la carte COM, et le routage du seul sous-système RF sans tenir
compte du reste de la carte n'aurait pas de sens.
Avec ce circuit, et si l'on utilise les valeurs mesurées ou simulées ainsi que le
bilan de liaison de départ, on obtient le bilan de puissance représenté au tableau
4.5 pour le D-STAR.
Les consommations des éléments sont ici limitées. Les ltres sont en eet passifs,
et le
power splitter
l'est également. Par conséquent, seul le LNA consomme de la
puissance, comme l'indique le tableau 4.6.
CHAPITRE 4.
Fig. 4.14 Les transmittances vers la deuxième sortie du Splitter
Fig. 4.15 Isolation entre les ports
65
CHAPITRE 4.
Fig. 4.16 Le circuit de réception nal
66
CHAPITRE 4.
67
Intensité du signal après l'antenne
Pertes du circuit d'adaptation
Gain LNA
-136,1 dBW
Négligeables face au reste
+ 19,56 dB
Pertes dues à la division du signal
Gain LNA inclus dans ADF 7021
Puissance aux transceivers
-3,45 dB
+ 10 dB
∼
= -109,89 dBW
Tab. 4.5 Bilan de la chaîne de réception RF
Bus
Elément alimenté
Bus 3.3 V
Aucun
Bus 5 V
LNA
Bus 7.2V
Aucun
TOTAL
Puissance consommée
Aucune
450 à 500 mW
Aucune
450 à 500 mW
Tab. 4.6 Bilan de puissance de la chaîne de réception RF
Chapitre 5
La chaîne d'émission RF
La chaîne de réception terminée, tournons-nous à présent vers celle d'émission.
Les dicultés seront ici diérentes, car liées à des contraintes totalement diérentes. L'objectif ici est d'utiliser les signaux sortant des transceivers de la COM,
ainsi que celui provenant de la balise, de les rassembler tous et de les envoyer
simultanément sur la même antenne, an qu'ils soient ltrés au sol.
5.1
Rappel des contraintes historiques du pro jet
OUFTI
Les contraintes à l'émission sont totalement diérentes de celles à la réception.
Plus que ça, elles sont souvent plus sévères, tant les ressources disponibles en orbite
sont limitées par rapport à celles dont on dispose au sol.
La puissance émise devra être susante pour établir une liaison satelliteTerre, mais il faudra veiller à ne pas amplier de manière excessive an
d'optimiser l'autonomie et le temps de parole possible pour les utilisateurs
D-STAR. Pour ce faire, il faudra entre autres être attentif au gain de l'amplication. Plus on utilisera les batteries, notamment pour amplier le signal,
moins on aura de temps de parole.
En cas de défaillance du circuit d'amplication, la balise ne saurait être perçue, et il serait impossible d'avoir la moindre information quant à l'état du
satellite. Sa abilité doit donc être sans faille.
68
CHAPITRE 5.
5.2
LA CHAÎNE D'ÉMISSION RF
69
Bilan de liaison
La contrainte de puissance limitée amène directement à la problématique du
bilan de liaison de la liaison descendante. Il importe de trouver un bon compromis
entre sécurisation du bilan de liaison, et sauvegarde de l'énergie, précieuse à bord
du nano-satellite.
Ici encore, dans un souci de rigueur maximale, le bilan de liaison a été fait à
l'aide du script Excel disponible en version Excel sur le CD-ROM accompagnant
la version papier de ce document, et le résultat de la simulation pour le D-STAR,
cette fois-ci, se trouve à la gure 5.1.
On peut y faire d'emblée quelques observations, qui iront corroborer les résultats achés.
Les pertes dues à l'espace libre sont plus faibles (de presque 10 dB), ce qui
n'a rien d'étonnant puisque ces pertes sont inversément proportionnelles à la
4πd
longueur d'onde, selon l'équation Lp = 20 log
, et que la fréquence est
λ
plus basse en liaison descendante qu'en liaison montante.
La température de bruit de la station au sol est bien plus importante que
celle du satellite. La Terre est en eet source de bruit récolté par l'antenne,
et ce bien davantage que l'espace. Cela est dû à la grande directivité de l'antenne. Le bruit principal capté par ces antennes n'est paradoxalement pas
dû à son lobe principal, qui vise l'espace qui n'a une température de bruit
que de quelques Kelvins, mais bien à ses lobes secondaires arrières. Ceux-ci,
bien que beaucoup plus faibles que le lobe principal, pointent directement
sur la Terre qui a une température de bruit de 290 K. Dès lors, le bilan total
du bruit en sera déterioré.
5.3
Architecture choisie (sélection et procédures
de validation)
5.3.1 Le power combiner
Le choix du dispositif
Le choix du dispositif qui va nous permettre de combiner les signaux de la
balise, et du D-STAR ou de l'AX.25, est ici évident. Le
power splitter/combiner
CHAPITRE 5.
Fig. 5.1 Bilan de liaison AX.25 Downlink
70
CHAPITRE 5.
71
sélectionné pour la chaîne de réception fonctionne dans les deux sens, et convient
également à notre liaison descendante, puisque fonctionnant aussi à 435 MHz.
La validation
Ici aussi, nous avons eectué des mesures en laboratoire pour pouvoir vérier
les qualités de fonctionnement de l'ADP-2-1W+ à 435 MHz. Après vérication, on
peut constater que l'utilisation de l'ADP-2-1W induit les mêmes pertes en
ter
ou en
combiner.
split-
Comme on le voit sur la gure 5.2, les paramètres S sont
absolument identiques dans les deux sens. La numérotation des ports du schéma
correspondant au graphe 5.2 prévoit que le port d'entrée soit le port 4, tandis que
5 et 6 sont les deux ports de sortie.
Fig. 5.2 Les transmittances directes et inverses sont égales
A 145 MHz, les valeurs importantes pour le circuit d'émission sont celles des
S12 et S13 ), les
S22 et S33 ), ainsi que les coecients de
transmittances entre ports d'entrée (S23 et S32 ), an de vérier que de l'information
transmittances directes du montage en Power Combiner (donc
coecients de réexion à chaque port (S11 ,
parasite ne sera pas échangée entre les canaux du D-STAR et de l'AX.25 d'une
part, et de la Balise de l'autre. Ces valeurs sont reprises au tableau 5.1.
CHAPITRE 5.
145 MHz
72
Valeurs mesurées [dB]
S11
-23.93
S12
-3.25
S13
-3.25
S21
-3.23
S22
-23.99
S23
-30.11
S31
-3.23
S32
-30.42
S33
-24.26
Tab. 5.1 Paramètres S (en dB) mesurés
5.3.2 L'amplicateur MAR-1SM+
Le choix du dispositif
Le bilan de liaison descendante a été fait sur base d'une estimation d'une puissance émise par le satellite de 1W. Puisque l'on sait que l'on ne peut tirer plus que
0dBm des transceivers ADF7021 si l'on veut éviter une distorsion dont le bruit
serait trop important, on trouve qu'il faudra amplier le signal d'au moins 30 dB
pour obtenir la valeur minimale de 1W en sortie du circuit.
Puisqu'il est pratiquement impossible de trouver un amplicateur qui pourrait
orir 30 dB de gain, il faut travailler avec deux étages d'amplication, et donc
trouver un premier amplicateur qui puisse, sans trop consommer de puissance,
élever susamment le niveau du signal, an que le deuxième étage puisse sure à
fournir la puissance de 30 dBm, soit 0 dBW.
L'amplicateur retenu îci est un autre composant de chez Minicircuits, le MAR1SM+. Ce composant, basé sur un montage Darlington à deux transistors, présente
les caractéristiques suivantes :
Il fonctionne dans la bande de fréquences DC - 1GHz,
Il est inconditionnellement stable,
Sa consommation est relativement faible,
Son gain est estimé dans sa che technique entre 16 et 18 dB, ce qui pourrait
CHAPITRE 5.
73
pré-amplier susamment le signal avant le deuxième étage d'amplication,
Il peut être alimenté par une tension DC de minimum 7V. Or, pour rappel,
la tension du bus avec lequel nous travaillons est de 7.2V.
La validation
Il restait alors à mesurer les valeurs-clé du dispositif, et les confronter aux données du constructeur pour pouvoir le valider et l'insérer ensuite dans la chaîne de
puissance d'émission RF d'Oufti.
Le MAR-1SM+ est un montage commandé (polarisé) en courant, basé sur des
transistors bipolaires. Selon la che technique, il convient en l'occurrence de lui
appliquer au collecteur un courant de 17mA an de travailler à son point de fonctionnement nominal. Le circuit de test impose également l'utilisation d'un RF
Choke an de bloquer les composantes RF dans le circuit d'alimentation des
transistors, comme on le voit sur la gure 5.3. Sont également données les valeurs
des résistances de polarisation pour des valeurs de tension continue d'alimentation
particulières.
Fig. 5.3 Circuit Test du MAR-1SM+
Pour travailler en 7.2V, la question se pose de savoir quelle sera la résistance
de polarisation à intégrer au circuit. Après une rapide simulation MATLAB de
Vcc en fonction de la valeur de la résistance, nous avons pu observer de manière
empirique que ces valeurs sont linéaires, comme on le voit sur la gure 5.4. La
résistance à utiliser sur le circuit nal à 7.2V sera donc donnée par l'équation :
R=
178 − 118
+ 118 = 130Ω
5
(5.1)
CHAPITRE 5.
74
Fig. 5.4 Linéarité de la polarisation
Par ailleurs, les valeurs des capacités d'entrée et de sortie, utilisées an de bloquer les composantes continues du signal, ont dû être choisies avec précaution. En
eet, il convient de ne pas prendre une valeur trop faible de capacité, an de ne pas
faire monter la valeur de l'impédance imaginaire du dispositif à 146 MHz, donnée
1
. Il faut toutefois se méer, dans un autre extrême, de ne
par la formule Z =
jωC
pas prendre de capacités trop grande, car chaque condensateur possède une inductance parasite, qui entraîne donc une fréquence de résonance, qui s'approche dan1
√
.
gereusement la fréquence de travail, et qui est donnée par la formule Fres =
2π LC
La valeur choisie, car répondant selon nous au mieux à ce compromis, est de
390 pF. Son impédance vaut
−j 2.83Ω et sa fréquence de résonance, si l'on estime
l'inductance parasite d'un boitier de
footprint
0603 à environ 0.6 nH, vaut 329
MHz. On considère la marge entre cette fréquence de résonance et la fréquence
de travail (presque 200 MHz) comme susante pour ne pas avoir à se soucier des
eets parasites de cette résonance.
C'est donc sous ces conditions qu'ont été eectués les tests sur un analyseur
de réseau vectoriel. Les résultats sont présentés à la gure 5.5. En rouge sont représentées les valeurs fournies par le constructeur, tandis que les courbes bleues
correspondent aux résultats mesurés.
On y trouve des résultats théoriques et mesurés assez similaires, surtout aux
basses fréquences. Puisque cet amplicateur servira à l'émission, il sera utilisé à
146 MHz, donc dans des zones optimales des graphes mesurés. En eet :
CHAPITRE 5.
75
Fig. 5.5 Paramètres S du MAR-1SM+
C'est là que l'on retrouve une amplication maximale, soit un S21 d'environ
17.3 dB. La perte d'un décibel par rapport aux chires du constructeur peut
se justier aisément par les soudures moyennement bien réalisées, par les
pertes dans les cables, les eets des impédances parasites, etc.
Les coecients de réexion y sont très bons : pratiquement 30 dB d'atténuation pour le signal rééchi, depuis un port comme depuis l'autre. L'oscillation
que l'on observe à ces fréquences devient donc négligeable, tant ces pertes
sont grandes.
La transmittance inverse mesurée colle parfaitement à celle achée par Minicircuit, et est d'autant plus faible que l'on descend en fréquence.
Au vu de ces résultats et commentaires, l'utilisation de ce transistor à 146 MHz
semble idéale pour notre application.
CHAPITRE 5.
76
5.3.3 L'amplicateur Home-made
Au vu des conditions imposées par les contraintes mentionnées ci-avant, et
puisqu'il semblait impossible de trouver des amplicateurs ayant un gain susant
à la puissance voulue, nous avons décidé de concevoir nous-même l'amplicateur
principal (au sens où il devrait avoir le gain le plus grand) de la chaîne de sortie.
L'amplicateur est un composant qui nécessite une attention particulière. Celuici devant servir de dernier élément dans la chaîne de transmission, la qualité du
signal qui en sort doit être aussi bonne que possible pour permettre un décodage
correct au sol, malgré la puissance limitée. Nous pouvons diviser la conception
de cet amplicateur en deux parties : la sélection et validation du transistor, et
la conception et la validation du montage amplicateur construit autour de ce
transistor.
Le transistor
Pour fabriquer un amplicateur qui conviendrait parfaitement au satellite Oufti1, il a fallu en sélectionner avant tout son élément principal : le transistor. Rappelons les éléments principaux qui doivent être vériés an qu'un transistor puisse
convenir à l'application qui est l'objet de ce travail.
Le transistor doit :
Etre capable de sortir une puissance de l'ordre de 1 Watt, qui est la valeur
insérée dans les bilans de liaison descendante,
Fonctionner à une fréquence de 145 MHz (soit notre fréquence descendante),
Pouvoir être alimenté en 7.2V,
Posséder un rendement susant pour permettre des dépenses d'énergies raisonnables.
C'est un transistor de chez Mistubishi Electric qui a nalement été retenu,
à savoir le
RD01MUS1.
Sur le site du constructeur, on trouve non seulement la
che technique du composant, mais également un chier reprenant les paramètres
S ainsi que des application notes
. Les paramètres de celui-ci ont été mesurés
et vériés avant montage à l'aide d'un circuit très proche de ceux proposés dans
les application notes
. Voici les procédures de validation ainsi que les résultats
obtenus, tant pour le transistor en lui-même que pour le montage amplicateur.
CHAPITRE 5.
77
La validation du transistor s'est faite à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel
VNA)
(
dans les locaux de la plateforme WELCOME, à l'UCL. Un circuit minia-
ture a été imprimé, comprenant trois pistes : une pour la grille (l'entrée), une pour
le drain (la sortie), et une pour la source (ici, directement court-circuité par un via
à la masse). Le VNA permet en eet d'ajouter à la composante RF à tester une
composante continue permettant de polariser la grille et le drain.
La tension de drain était donc imposée à 7.2V par la contrainte d'alimentation
du transistor déjà expliquée. La tension de grille à xer était par contre non stipulée, tant dans la
datasheet
que dans l'
application note. Il était juste stipulé qu'il
fallait l'ajuster pour avoir un courant de drain d'environ 0,1 A.
Les sources de tension possédant un ampèremètre intégré, la tension de grille
nulle a été incrémentée jusqu'à obtenir un courant observé autour de 0,1 A dans
la seconde alimentation DC, puis un peu au delà, pour avoir une idée du comportement du transistor sous une polarisation plus élevée, tout en prenant garde de
ne pas dépasser le courant maximum de 600mA annoncé dans la che technique
du composant, et ce en xant une valeur maximale de courant tolérée dans cette
branche. Les résultats des mesures se trouvent dans le tableau 5.2.
VGS [V]
ID [mA]
1
0.00065
2
6
2.5
2.54
3
3.5
87
≈
100
248
Limiteur à 500mA enclenché
Tab. 5.2 Détermination de la tension de polarisation
Pour un courant de drain d'environ 100 mA, la tension DC de grille se situe aux
alentours de 2,54V. C'est donc à ce point de polarisation que nous avons relevé les
paramètres S du composant, pour les comparer à ceux donnés par le constructeur.
Les résultats sont présentés sur la gure 5.6.
Notons tout de suite que le constructeur indique dans ses recommandations
qu'il est nécessaire d'ajuster manuellement la valeur du point de polarisation de la
grille, pour obtenir un courant d'environ 100 mA au drain. Selon le bus qui sera
CHAPITRE 5.
78
Fig. 5.6 Comparaison des résultats annoncés et mesurés
désigné pour alimenter ladite grille, un simple pont résistif devrait être amplement
susant, et ne pas consommer trop de puissance. Les valeurs de ce pont résistif
doivent être calculées selon la très simple relation 5.2, où les paramètres correspondent aux lettres indiquées sur la gure 5.7.
VGrille = VAlim
R2
R1 + R2
(5.2)
Les résultats obtenus corroborent assez bien les données annoncées par le
constructeur, au niveau de la forme et des valeurs. Voici ce qui ressort des quatre
graphes de la gure 5.6.
Les paramètres S11 mesurés sont meilleurs que ceux annoncés ; dans l'ensemble du spectre, un coecient de 1 à 2 dB inférieur à ceux achés par
le constructeur. Aux alentours de la fréquence de fonctionnement de Oufti
(soit 146 MHz), on observe un coecient de réexion d'environ -3 dB qui ne
semble pas superu comme amélioration.
CHAPITRE 5.
79
Fig. 5.7 Pont diviseur de tension
Les paramètres S22 mesurés sont semblables aux paramètres de réexion de
l'entrée, à savoir 1 à 2 dB mieux que ceux prévus. Ici aussi, la forme de la
courbe suit bien celle attendue au vu des données du constructeur.
La transmittance directe S21 , qui est essentielle ici, est par contre un peu
moins élevée qu'attendu. C'est ici une perte d'environ 2 dB qu'on observe
sur l'ensemble du spectre. Toutefois, le circuit n'ayant pas été adapté parfaitement, on peut espérer pouvoir améliorer ce gain direct en prévoyant un
circuit d'adaptation correct.
La transmittance inverse S12 est elle très proche de celle annoncée en basse
fréquence, mais s'en éloigne totalement dans la deuxième moitié du spectre.
On peut imaginer qu'un élément parasite (inductif série ou capacitif parallèle)
a vu son importance croître avec la fréquence, et provoquer ce comportement
diérent. Toutefois, travaillant à 146 MHz, on acceptera ces résultats et la
valeur très faible du coecient, ce qui sera important pour éviter le transit
de puissance dans le sens inverse.
CHAPITRE 5.
80
Le transistor peut donc maintenant être validé sous les conditions d'utilisation
standard, et être inséré dans un circuit d'amplicateur plus complexe, dont il sera
le véritable coeur.
Le montage amplicateur
Puisque le transistor est à présent correctement polarisé, il reste à prévoir les
circuits d'adaptation à placer en amont et en aval de celui-ci dans le circuit.
Les premiers éléments passifs, situés entre l'amplicateur
MAR-1SM+
et le
Ω.
Pour
transistor, vont permettre d'adapter le transistor au reste du circuit à 50
ce faire, l'outil
Impedance Matching
a une fois de plus été utilisé, mais en entrant
cette fois-ci les valeurs numériques à la main, puisque l'impédance d'entrée du transistor a dû être calculée sur base des paramètres S, à la fréquence donnée de 145
MHz. Nous avons pour ce faire utilisé les valeurs de la matrice S, qui contiennent
l'information de l'impédance du dispositif.
Comme on peut le voir sur l'abaque de Smith à la gure 5.8, l'impédance d'entrée Z11 est de
Z0 (0.226−j0.632), à 145 MHz. Cela correspond, pour une impédance
Z0 = 50Ω, à une valeur de 11.3 − j31.6. Notons que puisque la
caractéristique de
partie imaginaire de l'impédance est négative, on peut l'identier à l'impédance
−j
). L'impédance d'entrée du transistor est donc capacitive,
d'une capacité (i.e.
ωC
ce qui n'est pas étonnant au vu de l'architecture intrinsèque d'un transistor MOSFET (
Metal-Oxyd Semiconductor Field Eect Transistor ) comme celui-ci.
L'adaptation entre le circuit à 50
tuée à nouveau avec l'outil
Ω
et l'entrée du transistor a donc été eec-
Impedance Matching.
Celui-ci propose un circuit dont
la réponse en fréquence dans la bande 140-150 MHz présentée à la gure 5.9. On
y observe une erreur de réponse très limitée, et qui semble encore bien amoindrie
autour de 145 MHz.
Néanmoins, comme on peut le voir sur la gure 5.9, un condensateur de 0.01
fF y est recommandé. Cette valeur devenant tout à fait négligeable lorsque placée
en parallèle à des inductances, nous avons décidé de l'enlever, pour utiliser le ltre
présenté à la gure 5.10.
En utilisant ce ltre et en ré-observant les valeurs d'impédance d'entrée du circuit, on observe l'abaque de Smith présenté à la gure 5.11. La composante réelle
de l'impédance est pratiquement parfaitement normalisée, tandis que la composante imaginaire est presque nulle, ce qui est optimal pour un transfert idéal de
l'énergie à travers le ltre passe-bande.
CHAPITRE 5.
Fig. 5.8 Impédance d'entrée du transistor
81
CHAPITRE 5.
Fig. 5.9 Réponse du ltre en amont du transistor
Fig. 5.10 Impédance du transistor avec le ltre
82
CHAPITRE 5.
83
Fig. 5.11 Impédance du transistor avec le ltre
La première partie de l'adaptation du transistor au circuit est à présent terminée, mais la sortie de celui-ci n'est toujours pas adaptée. La particularité de cette
adaptation est qu'elle ne fait intervenir à aucun moment l'impédance standard de
50
Ω.
En eet, si le transistor n'est pas adapté à cette valeur, l'antenne qui sera
reliée à sa sortie ne l'est pas non plus. Il n'est pas nécessaire ici de passer par une
valeur commune de 50
Ω.
L'outil de
ADS
est tout à fait qualié pour répondre à
notre besoin.
L'impédance de sortie du quadripôle que constitue le transistor (dont la source
est une borne commune à l'entrée et la sortie), mesurée au VNA sans aucun ltrage
ou adaptation, est représentée à la gure 5.12.
La procédure reste la même que pour le circuit d'entrée, à ceci près qu'il s'agit
ici d'entrer dans les paramètres d'adaptation les valeurs des paramètres S(1,1) de
l'antenne VHF de sortie. Une des réponses proposées est donnée à la gure 5.13
et le circuit correspondant à la gure 5.14. Ce circuit a été sélectionné en tenant
CHAPITRE 5.
Fig. 5.12 Impédance de sortie du transistor sans adaptation
84
CHAPITRE 5.
85
compte du fait que la capacité série était impérative. En eet, de nombreuses
possibilités incluaient une inductance série, qui n'aurait pas bloqué l'éventuelle
composante continue du signal.
Fig. 5.13 La réponse du ltre proposé par ADS
Fig. 5.14 Filtre proposé pour la sortie du transistor
Ces réseaux d'adaptation ont toutefois été faits sur base de l'hypothèse que la
charge de l'autre coté du transistor valait 50
Ω.
Ceci n'est évidemment pas vrai,
surtout pour l'antenne d'émission. Dès lors, en modélisant la chaine d'émission
(power splitter - ltre - transistor - ltre - antenne), on obtient un coecient de
CHAPITRE 5.
86
réexion représenté à la gure 5.15. A 145.9 MHz, celui-ci n'est que d'environ -8
dB, ce qui n'est pas susant. Il semble par ailleurs mal accordé. Les pertes ne
seraient pas négligeables à 145.9 MHz avec ce ltrage, sans compter le fait qu'une
partie du signal serait renvoyé en sens inverse dans le circuit en amont de notre
sous-système.
Fig. 5.15 Réponse fréquentielle du ltre de sortie original
Nous avons alors utilisé l'outil Tuning
d'ADS, qui permet de changer pro-
gressivement les valeurs de composants tout en observant l'eet de ces variations
sur les graphes générés par la simulation en direct. Nous avons décidé de jouer sur
les deux ltres, tant au niveau des capacités que des inductances. Après quelques
essais empiriques, trois éléments (2 inductances et une capacité) ont été modiés
dans chaque circuit, une capacité a été ajoutée au premier ltre, et les résultats
obtenus nous semblent répondre parfaitement à notre application. Le coecient
de réexion, représenté à la gure 5.17, est maintenant théoriquement d'environ
-27 dB.
Ces résultats doivent être transposés à des valeurs de capacités et d'inductances
existantes sur le marché (cfr tableau 5.3). Les valeurs ont donc été arrondies, et
les nouveaux ltres ainsi modiés, testés sous
ADS . Les résultats sont représentés
par le graphe 5.17. On y observe que la modication légère des valeurs n'a pas
CHAPITRE 5.
Fig. 5.16 Coecient de réexion du circuit optimisé manuellement
87
CHAPITRE 5.
88
entravé le bon fonctionnement du ltrage ni de l'adaptation. Mieux encore, le pic
du minimum dépasse les -29 dB de réexion.
Composant
Filtrage avant transistor
Filtrage après transistor
Valeur théorique tunée
Valeur choisie
L1
47.36 nH
48 nH
L2
111.56 nH
110 nH
L1
1.98 nH
2 nH
C1
78.56 pF
80 pF
C2
548.64 pF
550 pF
Tab. 5.3 Valeurs choisies pour le ltre de la chaine d'émission
Fig. 5.17 Coecient de réexion du circuit de sortie et impédance d'entrée de
celui-ci
5.4
Consommation
Sur base de cette étude du transistor, et avec l'aide de la che technique de
celui-ci, on peut trouver la consommation de cet amplicateur. On lit dans cette
che technique que pour une puissance d'entrée de 10 mW (soit 10 dBm, ce qui est
le cas ici), le rendement est de 65 %. Dès lors, pour un point de fonctionnement
CHAPITRE 5.
89
nominal, tel que déni dans les conditions de tests ci-avant, la puissance de sortie
devrait être de 1.3 W, soit 31 dBm (soit un gain de 21 dBm, ce qui corrobore les
informations du graphe 5.6).
Avec un tel rendement, on peut déduire une consommation approximative de
2W. Cette consommation répond bien aux limites imposées par l'EPS, qui xait le
maximum à 3W. Elle semble constituer un bon compromis entre sécurité du bilan
de liaison et préservation des batteries.
5.5
Circuit d'émission complet
Le circuit d'émission est maintenant correctement adapté, et l'assemblager des
composants bout à bout peut être recommandé. Le schéma du circuit nal d'émission est représenté à la gure 5.18. La liste des composants nécessaires à sa réalisation est disponible à l'annexe B.
Le bilan de puissance de la chaîne d'émission RF d'Oufti sera alors celui représenté au tableau 5.4.
Intensité du signal à la sortie des ADF 7021
-10 dBm
Gain dû à la combinaison des signaux
+ 3 dB
Gain de l'amplicateur MAR-1SM+
+ 17 dB
Gain de l'amplicateur Home-Made
+ 21 dB
Pertes du circuit d'adaptation
Puissance à l'antenne
Négligeables face au reste
∼
= 31 dBm = 1 dBW
Tab. 5.4 Bilan de la chaîne d'émission RF
La puissance de sortie des ADF a été redénie à -10 dBm an d'arriver à une
puissance de sortie du circuit qui ne fasse pas saturer les amplicateurs, et ce car il
n'était pas possible de jouer sur le gain de ceux-ci, contrairement à celui des ADF
7021.
La puissance de sortie de la chaîne complète est donc légèrement supérieure à
celle xée comme objectif de départ, et devrait sure à assurer une liaison avec le
sol. Reste toutefois à vérier si le bruit émis ne sera pas trop important, an que
le rapport signal à bruit n'empêche pas la station au sol de recevoir de manière
CHAPITRE 5.
Fig. 5.18 Le circuit d'émission nal
90
CHAPITRE 5.
91
cohérente l'information provenant du satellite.
Le bilan de puissance du circuit d'émission est résumé au tableau 5.5. Il est
important de noter que la consommation est directement liée à la puissance de
sortie, elle-même liée à la puissance d'entrée. Si le bilan des consommations du
satellite s'avérait être trop élevé, il reste possible de diminuer la puissance envoyée
dans l'amplicateur an de diminuer signicativement la consommation de celui-ci.
Bus
Elément alimenté
Bus 3.3 V
Aucun
Aucune
Bus 5V
Aucun
Aucune
Bus 7.2V
MAR-1SM+
TOTAL
Transistor RD01MUS1
Puissance consommée
100 mW
2000 mW
2100 mW
Tab. 5.5 Bilan de puissance de la chaîne d'émission RF
Chapitre 6
Améliorations et perspectives
Arrivant à la n de l'étude de ces deux circuits, il est, avec le recul, des élements
qui auraient pu être modiés, tant au niveau de l'organisation que des points techniques. Nous l'avons mentionné au premier chapitre, ce projet a pour but premier
d'apprendre aux étudiants à faire face à un problème concret. Ce chapitre est selon
nous un élément crucial de ce travail. Il est le fruit des réexions découlant des
obstacles rencontrés, contenant les véritables idées d'innovation de ce travail.
Si ces propositions ne sont pas modiables à cet état d'avancement du projet,
nous pensons qu'elles sont à garder en tête, an qu'elles puissent être mises en
oeuvre sur les projets Oufti-2 et suivants.
6.1
Utilité du LNA
Nous l'avons vu dans le chapitre sur la chaîne de réception, les transceivers ADF
7021 intègrent un amplicateur à faible bruit à leur entrée. Celui-ci annonce un gain
théorique maximal possible de 30 dB. L'étude complète de cet étage d'amplication
n'a pas été faite dans le cadre de ce travail. Toutefois, ce gain pourrait s'avérer
susant pour remplacer et donc retirer de la chaîne le LNA proposé dans ce travail.
Il faudrait néanmoins vérier la faisabilité de cette opération en étudiant de plus
près les eets de cette ampliciation massive sur le signal, tant au niveau de la
sensibilité en entrée, que de la distorsion et du bruit en sortie.
92
CHAPITRE 6.
6.2
AMÉLIORATIONS ET PERSPECTIVES
93
Raccourcissement des antennes
6.2.1 Ajout d'un enroulement à la base de l'antenne
Une technique fort utilisée chez les radio-amateurs, et qui a retenu notre attention durant ce travail, consiste à raccourcir les antennes monopôles quart d'onde
par l'ajout, à leur base, d'une inductance sous forme d'un enroulement de l. Raccourcir l'antenne permettrait peut-être un gain de place, assurerait une meilleure
rigidité, et rendrait le plan de masse probablement meilleur, puisque de dimensions
plus proche de celle de l'antenne. Il est en eet ici très petit pour être considéré
comme plan de masse. Toutefois, cela ne résoudrait toujours pas le problème de
parallélisme du plan de masse avec les antennes, qui devraient théoriquement lui
être perpendciulaires.
6.2.2 Ajout d'un brin supplémentaire par antenne
Toujours en lien avec les antennes, l'ajout de 2 brins d'antenne supplémentaires serait une évolution à envisager. Ceux-ci nous permettraient deux possibilités d'amélioration de la transmission du signal.
Il serait d'une part possible de les utiliser comme deuxième brin des antennes
existantes, an de constituer des dipôles. Ceux-ci n'ont pas besoin d'un plan de
masse, à l'inverse des monopôles, qui bénécient sur la solution proposée dans le
présent travail d'un pseudo-plan de masse, comme nous l'avons expliqué ci-avant.
On peut par ailleurs estimer que, travaillant avec des antennes d'une demi longueur d'onde, la directivité soit plus régulière, et la réception d'autant meilleure.
λ
est représenté avec son diagramme de rayonnement (de
Le dipôle de longueur
2
manière qualitative) à la gure 6.1.
Une autre solution serait d'utiliser ce deuxième brin de chaque antenne pour
travailler en polarisation elliptique ou circulaire, qui est tout à fait standard dans
les applications aérospatiales. Elle assure que deux antennes aient en permanence
la possibilité de communiquer, sans risquer d'avoir un produit vectoriel nul entre
leurs deux directions de polarisation, tel que cela pourrait être le cas avec une
antenne d'Oufti et une antenne rectiligne au sol d'un radio-amateur, par exemple.
Car même quand les antennes émettrices et réceptrices ne sont pas parfaitement
perpendiculaires, la faible valeur de leur produit vectoriel peut dégrader de manière
signicative le bilan de liaison, et amener une incertitude supplémentaire quant à
la bonne réalisation de celui-ci.
La gure 6.2 illustre le principe de polarisation circulaire. Les courbes bleues
CHAPITRE 6.
94
Fig. 6.1 Répartition de I et V dans un dipôle, et diagramme de rayonnement
et rouges représentent les composantes du champ élecctrique dans deux plans perpendiculaires. Dans un cas, le vecteur résultant des vecteurs composant ces deux
courbes se meut le long d'un axe droit, tandis que dans l'autre, ce vecteur dessine
dans le plan une forme circulaire ou elliptique, selon le déphasage des vecteurs de
base le composant.
Cette polarisation circulaire ou elliptique s'utilise en appliquant des signaux
déphasés sur deux brins d'antennes souvent perpendiculaires.
Gardons toutefois en tête que cette proposition aurait des conséquences sur plusieurs autres sous-systèmes. Le poids des antennes devrait être compensé ailleurs,
et validé par le sous-système
STR U,
et le déploiement de celles-ci entraînerait
vraisemblablement une rotation plus importante, donc plus dicile à stabiliser.
6.2.3 Directivité
Dans une optique encore plus optimiste, on pourrait envisager de commencer
à penser au développement d'antenne ayant une directivité plus importante (cfr.
gure 6.3). L'utilisation d'antennes à grand gain (comme on le dit encore par abus
de langage, puisqu'une antenne est un élément passif qui n'a pas de gain, mais
peut seulement diriger sa puissance dans une direction au détriment des autres)
CHAPITRE 6.
Fig. 6.2 Polarisations linéaire et circulaire d'une onde
95
CHAPITRE 6.
96
permettrait une économie d'énergie considérable à bord. C'est en eet dans les
éléments de puissance de la chaîne d'émission que la majeure partie de l'énergie
produite par les panneaux photovoltaïques est dissipée. Certaines antennes pourraient apporter un gain de 10 à 15 dB, si l'on arrivait à les déployer dans l'espace
et à les pointer de manière eciente vers la Terre. Ceci impliquerait que le système
de détermination d'attitude passif ne serait plus susant, et il faudrait penser à
élargir les recherches pour parvenir à une solution plus ecace encore. Ici aussi,
la proposition de modication d'un sous-système aurait des répercussions sur tous
les autres.
Fig. 6.3 Diagramme de rayonnement d'une antenne directive
6.3
Utilisation de carburant
Les conditions d'accès au lanceur VEGA pour le décollage ont été xés par
l'ESA, et incluent une clause interdisant toute incorporation de liquide inammable
ou de technologie pyrotechnique à bord du satellite. L'Université de Delft, aux
Pays-Bas, travaille déjà à un système de carburant respectant cette condition.
Celui-ci décollerait à l'état solide, et ne se liquéerait qu'en orbite. La preuve est
ici faite qu'il est possible de penser Out of the box
, an de parvenir à faire de
grandes choses. L'apparition de carburant dans les CubeSat ouvre une voie tout à
fait nouvelle, et annonce l'entrée dans une nouvelle façon de penser ces satellites.
CHAPITRE 6.
97
Les applications se multiplient, tout comme se prolent une foule de nouvelles
possibilités (pensons déjà aux antennes directives proposées ci-avant).
6.4
Utilisation d'autres fréquences
L'application radio-amateur du projet nous imposait des bandes de fréquences
pour travailler. Mais les projets futurs, pour Oufti-2 notamment, incluent des
charges utiles tout à fait diérentes, qui permettraient de travailler à des fréquences
plus ou moins élevées. Dans cette optique, et au vu des obstacles rencontrés lors
de ce travail, il convient de garder à l'esprit qu'il s'agit là d'un compromis. Les
principales forces d'un système à basse et à haute fréquence sont repris dans le
tableau 6.1.
Basses fréquences
Hautes fréquences
Pertes en espace libre faibles
Flux de données potentiel plus important
Antennes plus courtes (poids, rigidité, etc.)
Tab. 6.1 Compromis du choix de la fréquence
On constate que si les avantages sont plus nombreux pour l'utilisation des
fréquences plus élevées, il convient de garder en tête que son plus gros défaut, à
savoir ses pertes en espace libre, n'est pas des moindres. La production d'énergie
et sa consommation à bord du satellite a en eet été à maintes reprises mentionnée
comme un point très délicat des CubeSat.
6.5
La protection du bus 7.2V
An de protéger les circuits alimentés par les bus 3.3V et 5V, un switch a été
sélectionné, qui permet de couper l'alimentation de ceux-ci en cas de surcharge de
courant provenant de l'EPS (ou l'xEPS). Ce cas de gure pourrait se présenter lors
d'un court-circuit, ou d'un dysfonctionnement des cellules solaires, des boosts, ou
de n'importe quel élément de la chaîne de production et de distribution d'énergie.
Le composant choisi est le MAXIM MAX 890 L.
Toutefois, ce composant ne tolère que des tensions allant jusqu'à 5,5V. Le bus
7,2V qui alimente une bonne partie de nos circuits ne pourrait donc pas bénécier
de cette protection, alors qu'il est celui des trois qui prélève le plus de puissance.
CHAPITRE 6.
98
Un autre composant doit être utilisé. Dans la même série que le MAX 890 L
existe un composant nommé MAX 16913 A, qui admet des tensions allant de 5V à
◦
18V. La plage de température de fonctionnement va de -40 à +105
et le courant
de repos est également très faible.
Celui-ci ne conviendrait donc pas au bus 3.3V (hors des tensions d'entrée tolérées) mais pourrait être utilisé en complément du MAX 890 L pour protéger le
bus 7,2V, et éventuellement celui de 5V.
6.6
Une approche plus progressive
La remarque qui suit est plus d'ordre organisationnel, mais a des implications
nettes en termes de qualité technique du travail.
La grosse diculté d'un projet de cette ampleur réside souvent dans la communication, mais aussi dans l'organisation. Une quinzaine de personnes travaillent
simultanément sur un projet dont les interfaces sont innombrables. Il est dès lors
indispensable de travailler avec un maximum de transparence et de publicité au
sein du groupe. Toutefois, cela ne sut pas toujours. Certaines étapes doivent impérativement passer avant d'autres, et d'autres obligatoirement en même temps.
Ce projet, s'étalant sur plusieurs années, voit se succéder des dizaines de personnes
contraintes de reprendre le travail où il avait été laissé, c'est à dire ni, mais pas
optimal. Il serait peut-être judicieux d'intégrer certaines personnes sur deux ans,
an de pouvoir étaler le travail et prendre le temps de prendre des décisions plus
ecientes.
Signalons en exemple pour illustrer cette problématique, l'aspect purement
mécanique étudié par la personne en charge des antennes, au détriment de son
aspect électrique, qui va pourtant de pair. Les circuits de réception et d'émission
ont dû être faits sur base de concepts non optimaux, et cela à cause d'une contrainte
temporelle qui veut qu'un travail soit remis après une courte année.
Conclusion
Arrivés à la n de l'étude de ces chaînes de réception et d'émission RF du CubeSat OUFTI-1, jetons un oeil aux résultats obtenus, et analysons-les à la lumière
des objectifs primaires qui guidaient nos recherches.
Quatres grandes parties peuvent se distinguer à travers les chapitres de ce
mémoire. Une étude préliminaire d'abord, nous permettant de mieux cerner les
besoins du satellite en termes de consommation, ou de répondre aux questions importantes pour d'autres sous-systèmes. Il y a eu ensuite la phase de conception du
circuit de réception (le RF Front-End ), puis celle du circuit d'émission (le RF
Back-End ), et enn l'étude
de sortie Home-Made.
plus approfondie et la conception de l'amplicateur
Pour ce qui est de l'étude préliminaire, les résultats des diagrammes de rayonnement obtenus au CEM à Liège semblent tout à fait plausibles. Ils indiquent un
diagramme de rayonnement à la forme irrégulière, mais logique, puisque la géométrie du système antenne-plan de masse est tout à fait particulière, comme nous
l'avons souligné dans le chapitre ad hoc. Des liens ont également été faits avec les
autres sous-systèmes, insistant sur l'importance de certains aspects des interfaces.
La chaîne de réception RF a ensuite vu sa forme globale esquissée, avant de
sélectionner et valider les composants répondant au mieux aux impératifs dénis.
On peut maintenant armer que le bilan de liaison déni est possible a respecter.
Les circuits d'adaptation sont validés également, et les valeurs des paramètres S
qualiant le circuit sont tout à fait satisfaisantes.
La chaîne d'émission RF est quant à elle également terminée. Les composants
qui la forment sont validés, et ici aussi, les paramètres S indiquent un fonctionnement correct de ce circuit.
Enn, l'amplicateur de sortie, véritable dé de cette chaîne d'émission, semble
tout à fait utilisable pour cette application. Les courbes nous permettent de pré-
99
CHAPITRE 6.
100
voir des résultats susant pour boucler le bilan de liaison.
Le présent travail s'inscrit dans le sous-système COM, et vient constituer le dernier chaînon de celui-ci. L'intégration des circuits présentés ici sur la carte COM
sera un processus très rapide, et marquera la n du travail d'étude du sous-système
COM entier.
Le travail eectué dans le cadre de ce mémoire ne fut pas uniquement d'ordre
technique, mais contînt également une grande part de travail d'équipe et de discussions. Bien que ce rapport écrit soit axé principalement sur les résultats pratiques,
le projet Oufti nous a appris énormément en termes de travail de groupe, de rigueur, ou de clarté et de concision. Les nombreuses présentations et conférences
auxquelles nous avons assisté, ou que nous avons eu la chance de présenter, furent
autant d'occasions d'évoluer dans un environnment aussi proche que possible du
secteur spatial professionnel.
Bibliographie
[1] Site Web de l'ESA
http://www.esa.int
[2] Site Web du SwissCube de l'EPFL
http://swisscube.epfl.ch/
[3] Site Web CubeSat
http://www.cubesat.org/index.php/about-us
[4] Site Web du projet Leodium de l'ULg
http://www.leodium.ulg.ac.be/cmsms/
[5] Site Web consacré au D-STAR
http://www.dstarinfo.com/
[6] Site Web de la société Matthey
http://www.matthey.ch/index.php?id=cube
[7] Site Web de la compagnie Agilent, distributeur d'ADS
http://www.home.agilent.com/
[8] Wiliam H. Jr. Hayt & John A. Buck,
, Mc Graw Hill Int. Ed. 2006
Engineering Electromagnetics Seventh Edition
[9] William A. Beech
,
et al.
AX.25 Link Access Protocol for Amateur Packet Radio
www.tapr.org/pdf/AX25.2.2.pdf
,
[10] Olivier Pilloud, Editions Ophrys, (2007)
Le radio-amateur : Préparation à l'examen technique, manuel de référence
101
102
BIBLIOGRAPHIE
[11] Robert Du Bois, Presses polytechniques et universitaires romandes (1996)
Structure et applications des émetteurs et des récepteurs : radio, télévision, radar,
communications par faisceaux hertziens ou satellites
[12]
Compilation d'auteurs
,
, ARRL's Yagi (2001) :
Antenna Classics : Yagi, Quads, Loops and other Beam Antennas
[13] Jérôme Wertz, Vincent Lenaerts, Institut Gramme
Conception et réalisation du système de déploiement des antennes du nanosatellite
OUFTI-1
[14] Pierre Thirion,Jacques Verly, Université de Liège
Design and Implementation of On-board Electrical Power Supply of Student Nanosatellite OUFTI-1 of University of Liège
[15] François Mahy, Jacques Verly, Université de Liège
Design
and
Implementation
of
On-board
Telecommunication
System
of
Student
Nanosatellite OUFTI-1 of University of Liège
[16] Renaud Henrard, ISIL
Réalisation du système de télécommunication du satellite OUFTI-1
[17] Nicolas Crosset, Nathalie Vetcour, Institut Gramme
Implémentation du relais D-STAR à bord du nanosatellite OUFTI-1
[18] Nicolas Marchal, Nathalie Vetcour, Institut Gramme
Design, implémentation et test de la carte électronique de télécommunication du
nanosatellite OUFTI-1
Annexe A
Le diagramme de rayonnement des antennes du SwissCube
103
Annexe B
Matériel nécessaire à la réalisation des chaînes RF
Composants principaux
Composant
Constructeur
Référence
LNA
Hittite
HMC616LP3
Amplicateur
Minicircuits
MAR-1SM+
Power Splitter-Combiner
Minicircuits
ADP-2-1W+
Transistor
Mitsubishi Electric
RD01MUS1
104
105
BIBLIOGRAPHIE
Elements RLC
Type de composant
Utilité
Valeur
Résistance
Polarisation LNA
3.92 kΩ
Polarisation MAR
Filtrage
Ω
4.7 kΩ
270 Ω
Découplage alimentation LNA
1000 pF
Découplage LNA
470 nF
Découplage LNA
10 nF
Découplage LNA
100 pF
Découplage MAR
100 nF
DC Block MAR
330 pF
DC Block + Filtrage transistor
180 pF
Découplage alimentation transistor
1000 pF
Découplage transistor
22 nF
DC Block transistor
250 pF
Filtrage transistor
6 pF
Découplage transistor
10
Filtrage transistor
33 pF
Filtrage transistor
68 pF
Filtrage transistor
27 pF
Polarisation LNA
47 nH
Filtrage LNA
51 nH
Protection MAR
50
Polarisation Transistor
Capacité
Inductance
RF Choke
133
µF
Ω
Annexe C
Plans des PCB testés en WELCOME
Le LNA HMC 616 LP3
106
BIBLIOGRAPHIE
107
Le MAR-1SM+
Le transistor RD01MUS1
Le Power Splitter/Combiner
Les plans du power splitter/combiner n'apparaissent ici pas car ils ont été faits
par Maxime Drouguet, technicien UCL, dans le contexte d'un autre projet. Ils ont
toutefois également été utilisés pour des mesures.
Annexe D
Presentations
En parallèle de l'étude technique du sous-système COM-RF d'Oufti, plusieurs
présentations ont été faites par l'équipe travaillant sur le projet, dans des cadres
tout à fait diérents. Cet aspect du projet nous avait été signié dès le départ, et
fut, je pense, quasiment aussi instructif que le travail technique en lui-même, tant
les rencontres furent intéressantes, tout comme les échanges de points de vue.
Voici donc les présentations que j'ai eectué durant l'année, seul ou accompagné de plusieurs membres de l'équipe :
Agoria
: Visite de la délégation brésilienne et rencontre avec les industriels
de l'espace, ainsi qu'avec deux membres du projet Oufti, à Bruxelles,
Octobre 2009.
le 6
OUFTI-1, The educative nanosatellite of the University of Liège, BELGIUM Particularité : Présence de Carlos Ganem, président de l'Agence Spatiale
Brésilienne.
Réunion UBA Gembloux
: Réunion mensuelle du club radio-amateur de
Gembloux, avec invitation à tous les autres clubs du pays de les rejoindre
pour la présentation,
le 26 février 2010.
OUFTI-1, un lien entre les étudiants et les Radio-Amateurs
Particularité : Présence des présidents des ligues francophone et amande
radio-amateures, ainsi que de la ministre de la politique scientique Sabine
Laruelle.
108
BIBLIOGRAPHIE
109
Forum URSI
: Présentation de posters représentant plusieurs sous-systèmes
du CubeSat OUFTI-1, au Palais des Académies,
le 18 mai 2010.
RF receive front-end and transmit back-end of the OUFTI-1 nanosatellite CubeSat Workshop : Présentation de deux sous-systèmes du CubeSat OUFTI1, au workshop annuel de l'ESA à CalPoly, CA, USA, le 23 avril 2010.
RF Front-end and Back-end of the rst Belgian CubeSat
Annulé à cause de l'impossibilité de s'y rendre due au nuage de cendres du
volcan Eyjafjoll.

Conception et développement de l`étage d`émission/réception RF du

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