Test intégré de circuits analogiques par oscillation avec analyse de

ELE6306 – Tests de systèmes électroniques, Automne 2007
1
Test intégré de circuits analogiques par
oscillation avec analyse de signature
Mathieu Larouche, et Sébastien Ethier
Département de génie électrique, École Polytechnique de Montréal
Résumé—Cet article présente une technique de test pour les
circuits analogiques. Il s’agit du test intégré par oscillation
(OBIST). L’idée est de transformer, en mode test, le circuit sous
test (CUT) en oscillateur. Les fautes ont, en général, un impact
sur les caractéristiques de la sortie du CUT. Cette oscillation est
par la suite traitée par un module d’analyse de signature.
L’architecture exposée ici est basée sur un comparateur à
multiplexage temporel (TDM). Elle permet d’obtenir des
signatures simplement et avec une surface supplémentaire
réduite. Ce système est enfin modélisé à l’aide de MATLAB et est
appliqué à un filtre Sallen Key passe-haut afin de le valider et
d’étudier ses diverses caractéristiques. Les résultats obtenus sont
concluants et démontrent l’efficacité de l’OBIST avec analyse de
signature.
Mots clés—OBIST, comparateur TDM, test analogique.
I. INTRODUCTION
A
LORS que le domaine du test de circuits numériques est
dans un état plutôt mature, il en est tout autrement pour le
test de circuits analogiques et mixtes. Ceci est dû à la
complexité et à la spécificité de ce type de circuits
électroniques. Effectivement, un circuit analogique traite des
signaux continus ayant plusieurs paramètres fondamentaux
(forme, amplitude, fréquence, phase, etc.), ce qui n’est pas le
cas en numérique. Les caractéristiques à vérifier lors d’un test
sont alors beaucoup plus nombreuses et difficiles à mesurer.
Dans le même ordre d’idées, les vecteurs de test à appliquer au
circuit sous test (CUT) sont également très nombreux et variés,
ce qui se répercute par de longs temps de test et des coûts très
élevés. Le taux de couverture des tests analogiques est souvent
faible, puisque les vecteurs de test sont laborieux à définir et
certaines fautes difficilement détectables. Chaque type de
circuit analogique et mixte est étroitement lié à l’application
pour laquelle il est conçu et doit souvent être testé en
conséquence. Par exemple, un amplificateur n’est pas testé de
la même façon qu’un convertisseur analogique-numérique. Il
est donc délicat de généraliser des techniques de test
analogique. De plus, il n’existe pas de modèle de fautes
standardisé, entraînant une disparité entre les méthodes
développées. Les valeurs des composants analogiques
comportent inévitablement des tolérances dues à la fabrication.
Il est ainsi nécessaire de déterminer des marges acceptables
pour chaque élément, ce qui n’est pas le cas en numérique, où
tout peut être ramené à une valeur binaire. Ces limites sont
laissées au jugement des concepteurs de test, ce qui résulte en
une prise de décision difficile au moment de déterminer si un
circuit est fautif ou non. Un autre problème majeur des circuits
analogiques et mixtes est qu’ils sont de plus en plus intégrés
dans des systèmes sur puce (SoC). L’accès aux entrées et
sorties d’un module analogique dans le but de le tester peut
probablement être impossible sans l’ajout de broche au
système, ce qui peut être problématique.
Dans ce contexte, diverses solutions ont été proposées. Le
test intégré (BIST) représente un ensemble de solutions
intéressant puisqu’il enraye les problèmes d’accès au circuit et
l’utilisation d’équipement de test coûteux. Cependant, générer
des stimuli et analyser les réponses de manière interne est un
défi de taille pour les concepteurs de test. Plus souvent
qu’autrement, ces modules deviennent plus imposants que le
CUT lui-même. Dans [1], on propose une architecture de BIST
basée sur le principe de transformation du CUT en oscillateur
et d’analyser la sortie de ce dernier. Un système amélioré et
plus général, nommé oscillation-based built-in self test
(OBIST), ou test intégré par oscillation, est présenté par [2] où
il est également question de faire l’analyse de façon intégrée.
Deux techniques d’analyse d’oscillation se démarquent du lot :
une première utilisant un modulateur Σ∆ [3] et une seconde,
plus simple, utilisant un comparateur à multiplexage temporel
(TDM) [4]. Avec l’OBIST et une analyse de signature intégrée
par comparateur TDM, aucun générateur n’est utilisé, puisque
aucun vecteur n’est nécessaire.
Il est alors question au cours de cet article de la technique
de l’OBIST, ainsi que de l’analyse de signature intégrée par
comparateur TDM. L’organisation du texte est la suivante. La
Section II fournie les détails théoriques et techniques des
méthodes étudiées. Par la suite, dans la Section III, des
simulations sont effectuées et étudiées afin de démontrer la
fonctionnalité du BIST pour un circuit simple qui n’a pas été
testé dans la littérature. Les conclusions tirées de ses
expérimentations sont énoncées dans la Section IV.
II. OBIST ET ANALYSE DE SIGNATURE PAR COMPARATEUR
TDM
Dans cet article, pour tester le CUT, deux modules distincts
sont présentés. Le premier, l’OBIST, permet de placer le
ELE6306 – Tests de systèmes électroniques, Automne 2007
circuit dans un mode de test et le second, le comparateur
TDM, sert à analyser les sorties produites par celui-ci. Ces
modifications serviront à la production des circuits.
Puisqu’elles doivent être intégrées au système, des étapes
doivent être effectuées lors de la conception du design. Tout
d’abord, on doit prendre un modèle sans faute et effectuer la
suite de test désirée. Selon cette suite de tests, le TDM
générera des signatures qui doivent être introduites dans le
design final. Ces ajouts au circuit de base serviront à la
validation de chacun des circuits produits.
Le reste de cette section décrit d’une façon théorique les
modules à ajouter à un CUT pour ce type de test : l’OBIST et
le comparateur TDM.
A. OBIST
L’idée de base derrière le test intégré par oscillation est très
simple. Comme son nom l’indique, le but est de modifier le
circuit analogique afin d’en faire un oscillateur en mode test.
Ainsi, il est possible vérifier l’intégrité de la majorité des
composantes du circuit. Ceci permet d’offrir une bonne
couverture sur l’ensemble des fautes du CUT sans vecteur de
test ni générateur.
Dans un circuit analogique, on peut retrouver différents
types de fautes. Comme décrit dans [2] et [4], on peut les
classer en deux catégories. La première consiste des fautes
dites catastrophiques. Ces fautes catastrophiques affectent le
circuit d’une façon extraordinaire et empêchent complètement
le bon fonctionnement de celui-ci. Elles sont modélisées par
des court-circuits et des circuits ouverts, respectivement
représentés par une résistance faible, (1 Ω) en parallèle et une
résistance importante (100 MΩ) en série avec un composant
donné. En général, comme il est démontré dans la littérature, le
taux de couverture pour de telles fautes est généralement très
élevé. Le second ensemble de fautes est composé des fautes
appelées paramétriques. Celles-ci sont définies comme des
déviations de la valeur attendue des composants du CUT. Elles
sont habituellement plus complexes à détecter puisqu’elles
n’affectent pas le circuit d’une façon aussi évidente que la
catégorie précédente. En effet, elles peuvent n’avoir que des
effets minimes sur les oscillations, mais peuvent être, tout de
même, problématiques lors du fonctionnement normal du
circuit.
Afin de détecter ces deux types de fautes, le CUT doit être
modifié pour le placer en oscillation. Souvent, le circuit sous
test doit être divisé en blocs, comme des amplificateurs
opérationnels, des PLLs, des filtres, ou d’une combinaison des
ces blocs, ce qui simplifie la conception de la circuiterie
additionnelle. Cependant, la réalisation d’un oscillateur de ce
type est différente de la conception d’un oscillateur standard,
car toutes les fautes à détecter doivent idéalement avoir des
répercussions sur les oscillations de sortie. Aucun circuit de
stabilisation ne doit donc être utilisé. Pour mettre le CUT en
oscillation, on déplace les pôles de sa fonction de transfert sur
l’axe imaginaire. Ceci est habituellement réalisé à l’aide d’une
boucle de rétroaction et d’un déphasage adéquat.
2
B. Analyse de signature
La première étape pour concevoir ce bloc est de déterminer
quelles caractéristiques des sorties doivent être analysées.
Ainsi, en observant différents paramètres de l’oscillation, le
taux de couverture des différentes fautes peut augmenter.
Effectivement, plusieurs articles dans la littérature proposent
seulement la fréquence comme paramètre d’analyse puisque
celui-ci couvre une bonne partie des fautes. Néanmoins,
analyser d’autres paramètres peut améliorer de façon
significative le taux de couverture. De même, comme décrit
brièvement plus tôt, les fautes paramétriques sont plus
difficiles à détecter. C’est pourquoi d’autres caractéristiques
du signal de sortie sont proposées pour augmenter le taux de
couverture de ce type de faute. Dans [4], il est démontré que
l’amplitude peut s’avérer efficace pour les fautes
paramétriques.
De plus, comme dans le domaine numérique, un problème
d’observabilité peut être présent pour les circuits analogiques.
En effet, certaines fautes n’ont pas d’impact direct sur
l’oscillation de sortie. La solution pour mettre en évidence de
telles fautes est très semblable à celle utilisée en numérique,
c’est-à-dire, présenter des nœuds internes comme sorties du
système sous test.
La Fig. 1 présente les modules du bloc d’analyse de
signature [4]. On peut voir que cette architecture comporte
deux parties. Tout d’abord, un comparateur TDM est connecté
à la sortie du CUT. Sa fonction est d’échantillonner la sortie
du circuit sous test et de la comparer avec des tensions de
référence. Ces valeurs sont multiplexées temporellement selon
les phases d’horloge du système (φ1, φ2a ou φ2b). Selon les
résultats de comparaison, lorsque la valeur de l’oscillation est
supérieure à la tension de référence, un 1 est produit à la
sortie, sinon un 0 est produit.
Le second module est composé de compteurs qui sont
chacun synchronisé sur une des horloges des références. À tour
de rôle, les compteurs font le décompte des instants où la
tension de sortie de l’OBIST est supérieure à leur référence
respective. Ceci a pour effet de produire une signature
caractéristique pour une durée de test donnée. Par la suite,
celle-ci est comparée avec la signature déterminée pour le
circuit sans faute. Une décision est alors prise pour juger le
Fig. 1. Diagramme bloc de l’architecture globale du test intégré par
oscillation avec analyse de signature par comparateur TDM. Tirée de [4].
ELE6306 – Tests de systèmes électroniques, Automne 2007
Fig. 2. Schéma détaillé du comparateur TDM. Exemple avec trois tensions
de référence. Tirée de [4].
3
circuits répertoriés à partir de leurs références ainsi que ceux
testés par les auteurs inclut entre autres des amplificateurs
opérationnels, des convertisseurs analogique-numérique,
divers types de filtres (à variable d’état, Leapfrog, Sallen Key,
Notch), des comparateurs et des circuits à capacités
commutées. En ce qui attrait à l’analyse de signature avec
comparateur TDM, il n’a été testé qu’avec différents filtres par
[4], soit un filtre à variable d’état et un filtre Sallen Key passebas. Compte tenu de la variété de circuits déjà testée dans la
littérature et de la contrainte de temps pour la réalisation du
projet, il a été décidé de choisir un circuit simple comme CUT
afin de s’assurer de pouvoir le tester à fond. C’est un filtre
Sallen Key passe-haut qui a été retenu puisqu’il n’a pas été
vérifié avec OBIST et comparateur TDM par les références
consultées. La Fig. 4 représente le circuit de ce filtre.
L’amplificateur opérationnel du circuit est considéré comme
idéal. La fonction de transfert qui est utilisée dans le modèle
est donnée par (1) et la fréquence de coupure du circuit par
(2).
Fig. 3. Les phases d’horloge utilisée pour l’analyse de signature. La phase φ1
correspond à l’oscillation, alors que les phases φ2 correspondent aux tensions
de référence. Tirée de [4].
CUT comme fautif ou non.
La Fig. 2 présente le schéma détaillé du comparateur TDM
dans le cas où trois tensions de référence sont utilisées. Il est
clair que l’oscillation du CUT, ainsi que les références sont
échantillonnées en entrelacé selon les phases d’horloge
illustrées à la Fig. 3. Sommairement, une tension de référence
est échantillonnée et conservées dans la capacité C. Au cycle
suivant, une valeur de l’oscillation y est soustraite. Cette
différence est ensuite comparée à une tension fixe
soigneusement choisie de manière à obtenir un 1 logique
lorsque la valeur d’oscillation est supérieure à la référence
précédente et un 0 logique dans le cas contraire. Cette
séquence se répète pour chaque Vref pour la durée du test. La
sortie du comparateur comprend alors, entre autres, des
résultats de comparaison synchronisés sur leur phase d’horloge
respective. Les compteurs arrivent alors à calculer les
signatures puisque chacun d’entre eux est relié à une de ces
horloges (φ2a, φ2b ou φ2c).
III. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
A. Architecture de test
Dans le but d’étudier en profondeur et de vérifier la validité
de la technique de test décrite précédemment, celle-ci est
entièrement modélisée dans MATLAB et Simulink. Pour ce
faire, un choix de CUT doit être fait. La littérature consultée
fait état de divers circuits classiques pour lesquels la technique
de l’OBIST a déjà été appliquée. Dans [2], l’ensemble des
Fig. 4. Filtre Sallen Key passe-haut. Il s’agit du CUT utilisé lors des
simulation de l’OBIST avec analyse de signature par comparateur TDM.
s2
H (s) =
s2 +
fC =
C1 + C2
1
s+
R2 C1C2
R1 R2 C1C 2
1
2π (R1 R 2 C1 C 2 )
(1)
(2)
Pour être en mesure de faire osciller le filtre passe-haut, une
boucle de rétroaction comportant une fonction de transfert
β(s), donnée par (3), est ajoutée au CUT pour déplacer les
pôles de H(s) sur l’axe imaginaire. Une manière classique et
rapide d’y arriver est que β(s) représente un circuit RC avec un
certain gain. En observant la réponse de H(s) à une impulsion,
il est facile de déduire le déphasage nécessaire pour amorcer
une oscillation du CUT. Puis, le gain de β(s) doit être ajusté de
manière à ce que l’oscillation soit stable. En effectuant cette
procédure pour H(s), il est déterminé que
β (s) =
G
7,041221
=
.
sRC + 1 s (1× 10 3 )(100 × 10 − 9 ) + 1
(3)
ELE6306 – Tests de systèmes électroniques, Automne 2007
4
TABLEAU I
SIGNATURES POUR LES FAUTES CATASTROPHIQUES
Fautes
Fig. 5. Oscillation du CUT en mode test.
L’oscillation ainsi obtenue à la sortie du CUT à une
amplitude variant de 0,04134 V à -0,04127 V à une fréquence
de 6452 Hz. Elle peut être observée à la Fig. 5.
À l’aide du modèle du comparateur TDM sous MATLAB, il
est dorénavant possible de simuler le CUT sans faute et
d’obtenir les signatures correctes. Pour y arriver, certains
paramètres du circuit d’analyse de signature doivent être
établis. Dans un premier temps, les tensions de références, Vref1
et Vref2, doivent être précisées. Compte tenu des extremums de
l’oscillation du CUT en mode test, celles-ci sont fixées à Vref1
= 0,039 V et Vref2 = -0,039 V. Dans un second temps, la
fréquence d’horloge du système influe également sur les
valeurs des signatures. Selon la fréquence d’oscillation du
filtre passe-haut, une fréquence de 2 MHz, soit fφ1 = fφ2 = 1
MHz, est employée. Enfin, le CUT est testé pour une durée
totale de 2 ms.
Dans ces conditions, les signatures obtenues pour le CUT
correct sont 259 et 1838, soit respectivement les valeurs du
Compteur1 et du Compteur2. La prochaine étape est d’injecter
des fautes pour chaque composant du circuit et de comparer
les signatures résultantes avec les signatures du circuit sans
faute.
B. Simulation des fautes catastrophiques
Les fautes catastrophiques sont d’abord considérées. Il n’y
en a que huit, puisque chaque composant du CUT peut être en
court-circuit ou en circuit ouvert. En ce qui a trait aux
résistances, il suffit de remplacer leur valeur avec la résistance
équivalente calculée à partir du modèle de fautes
catastrophiques défini précédemment. Cependant, dans le cas
des capacités, il est nécessaire de recalculer la fonction de
transfert pour chaque faute. Le Tableau I énumère les
signatures obtenues pour toutes les fautes catastrophiques.
Celui-ci met en évidence le fait que chaque faute
catastrophique entraîne une importante instabilité de
l’oscillation. Dans un cas, l’oscillation s’emballe et
l’amplitude augmente exponentiellement. Dans l’autre cas,
l’oscillation est atténuée et l’amplitude tend vers une valeur
nulle. De plus, les valeurs des signatures diffèrent de beaucoup
des signatures du CUT correct. Toutes les fautes
Commentaire a
Compteur1
Compteur2
R1 court-circuit
996
1003
Vosc → ∞
R1 circuit ouvert
1
2000
Vosc → 0
R2 court-circuit
0
1999
Vosc → 0
R2 circuit ouvert
2000
2000
Vosc → ∞
C1 court-circuit
1995
2000
Vosc → ∞
C1 circuit ouvert
0
2000
Vosc → 0
C2 court-circuit
2000
2000
Vosc → ∞
C2 circuit ouvert
0
2000
Vosc → 0
a
Les commentaires émis ici concerne la forme de l’oscillation.
L’expression Vosc → ∞ signifie que l’oscillation est s’emballe et diverge.
L’expression Vosc → 0 signifie que l’oscillation est s’atténue et tend vers 0.
catastrophiques sont donc détectées.
C. Simulation des fautes paramétriques
Le second type de fautes possibles dans le domaine
analogique est les fautes dites paramétriques. Celles-ci se
trouvent à être des déviations de la valeur des composantes du
circuit. Il est fondamental de pouvoir déterminer si ces
variations sont acceptables pour être en mesure de juger le
CUT comme fautif ou non.
Afin de simuler ce type de fautes et de vérifier le taux de
couverture de la technique de test, une hypothèse importante
est proposée. On suppose qu’une seule valeur varie à la fois.
Pour obtenir les signatures selon les déviations des composants
du CUT, il est nécessaire d’effectuer une série de simulations
pour chacun d’entre eux en modifiant la valeur de la faute
entre chaque simulation. La Fig. 6 présente les courbes ainsi
obtenues pour des variations maximales de ±10%. Les
graphiques présentent la différence, en valeur absolue, de la
signature par rapport à la signature du circuit correct selon la
variation d’une composante.
Il est possible de remarquer que la résistance R1 a un impact
beaucoup moins important sur les signatures que les autres
éléments du circuit. Les deux condensateurs, quant à eux,
influent de manière très semblable. Il est à remarquer que les
branches de gauche des courbes de la Fig. 6 (b) et (c) arrivent
à un plateau. Ce comportement est dû au fait les signatures
atteignent leur valeur maximale ou minimale, i.e. 2000 et 0,
selon le cas. Les paramètres du comparateur TDM choisis plus
tôt ne sont donc pas optimaux, la sensibilité du système
pouvant être améliorée. Les courbes de la Fig. 6 permettront
par la suite de déterminer les marges acceptables des
signatures. Par contre, il faut trouver quel est l’effet réel de ces
fautes sur le fonctionnement attendu du CUT. Dans (2), on
voit que les quatre composantes du circuit ont exactement la
même influence sur la fréquence de coupure. La Fig. 7 montre
la fréquence de coupure en fonction des déviations sur l’une
des résistances, soit R1.
Enfin, pour déterminer les marges acceptables de variation
ELE6306 – Tests de systèmes électroniques, Automne 2007
5
signatures pour la comparaison pourraient être tronquées et
ainsi ne pas prendre en compte les fautes paramétriques
mineures qui ne rendent pas le circuit fautif.
IV. CONCLUSION
(a)
(b)
(c)
Fig. 6. Graphiques présentant l’effet des différentes composantes sur les
signatures (a) R1 (b) R2 (c) C1 et C2
des signatures du circuit sous test, l’erreur acceptable sur la
fréquence de coupure doit être déterminée. En utilisant cet
écart, il est par la suite possible de décider quel pourcentage
de variation des composantes est jugée convenable. Pour ce
faire, la courbe de la Fig. 7 est utilisée. En ayant cet intervalle
en main, les marges admissibles des signatures peuvent être
trouvées grâce aux graphiques de la Fig. 6. Ainsi, les
Une technique de test pour circuits analogiques a été
détaillée. Celle-ci consiste à modifier le CUT pour qu’en mode
test, ce dernier se comporte en oscillateur. En général, les
fautes sur les composants du CUT entraînent une déviation des
caractéristiques de l’oscillation. Afin de les mesurer et de
pouvoir juger si un circuit est fautif ou non, un module
d’analyse de signature est intégré à la sortie du CUT.
L’architecture présentée est basée sur un comparateur TDM
avec compteurs. Dans le but de valider le système proposé,
celui-ci a été modélisé et simulé sous MATLAB et Simulink. Le
CUT utilisé est un filtre Sallen Key passe-haut.
Les avantages d’utiliser la technique dont il est question
dans cet article sont nombreux. Premièrement, la surface
supplémentaire est réduite par rapport à d’autres méthodes
puisque aucun générateur de vecteurs n’est nécessaire entrée.
De même, le circuit d’analyse de signature est petit et simple.
Deuxièmement, le taux de couverture est élevé, surtout dû au
fait que deux paramètres de l’oscillation sont considérés par
les signatures, soit la fréquence et l’amplitude.
Toutefois, à la lumière des résultats de simulation obtenus,
certaines limites font surface. D’abord, la boucle de
rétroaction de l’OBIST pour faire osciller le CUT utilisée lors
des simulations n’est peut-être pas optimale. De plus, il est
nécessaire de faire plusieurs itérations afin de déterminer les
paramètres du module d’analyse de signature pour lui procurer
la sensibilité désirée. Ainsi, tout masquage de fautes peut être
évité et les marges des signatures peuvent être améliorées.
Cette optimisation de l’analyse de signature n’a
malheureusement pas été effectuée dû aux contraintes de
temps. Malgré tout, il a été montré que la technique de
l’OBIST avec analyse de signature par un comparateur TDM
est efficace et prometteuse.
REMERCIEMENTS
Merci.
RÉFÉRENCES
[1]
[2]
[3]
[4]
Fig. 7. La fréquence de coupure par rapport à la valeur de la résistance R1.
K. Arabi and B. Kaminska, “Oscillation Built-In Self Test (OBIST)
Scheme for Functional and Structural Testing of Analog and MixedSignal Integrated Circuits”, in Proc. Int. Test Conf., 1997, pp. 786-795.
S. R. Das et al., “Testing Analog and Mixed-Signal Circuits With BuiltIn Hardware – A New Approach”, in IEEE Trans. Intrum. Meas., vol.
56(3), Juin 2007, pp. 840-855.
D. Vasquez et al. “On-Chip Evaluation of Oscillation-Based-Test
Output Signals for Switched-Capacitor Circuits,” International Journal
of Analog Integrated Circuits and Signal Processing, vol. 33( 2), pp.
201-211, Nov. 2002.
J. Roh et J. A. Abraham, “A Comprehensive Signature Analysis Scheme
for Oscillation-Test”, in IEEE Trans. Comput.-Aided Design, vol.
22(10), Octobre 2003, pp. 1409- 1423.